Consideraciones SFDR en receptores digitales de banda ancha de múltiples octavas

Introducción Los receptores de guerra electrónica (EW) deben interceptar e identificar señales enemigas desconocidas entre un espectro de banda ancha congestionado de múltiples señales de interferencia sin el beneficio del rango dinámico y las técnicas de mejora de la sensibilidad empleadas en las comunicaciones y los receptores de radar. La limitación de la banda de RF incidente empleada en los receptores de comunicaciones es un intercambio no deseado para el receptor EW que busca procesar un ancho de banda instantáneo cada vez más amplio en menos tiempo. En el ámbito del radar, el rango dinámico del receptor se beneficia del filtrado adaptado, en el que el retorno del radar recibido se correlaciona con una copia de la señal transmitida. ¡Ay, el receptor EW no tiene conocimiento previo de la señal que se va a interceptar y, por lo tanto, no tiene nada con lo que correlacionar! Es como buscar entre una multitud de personas a un extraño que nunca has visto antes... y peor aún, ¡se está escondiendo, o tal vez ni siquiera está allí! Ahora, las buenas noticias: en los próximos años, la tecnología de convertidor de analógico a digital (ADC) y convertidor de digital a analógico (DAC) de alta frecuencia de muestreo marcará el comienzo de una evolución de la arquitectura del receptor digital de banda ancha. Lo que es más importante, los convertidores de Analog Devices mantendrán la excelente linealidad, el rendimiento de ruido y el rango dinámico de los convertidores digitales heredados de menor velocidad. El sintonizador superheterodino caballo de batalla dará paso a las arquitecturas de muestra directa y conversión directa. Este cambio radical en la detección de RF de banda ancha permitirá beneficios de tamaño, peso, potencia y costo (SWaP-C): mayor número de canales de recepción y transmisión a menor costo por canal, en factores de forma iguales o más pequeños que los actuales. Anticipando la próxima era de receptores EW digitales con ancho de banda de varias octavas, este artículo analiza nuevos desafíos y consideraciones al diseñar para el mejor rango dinámico de su clase. En este artículo, el rango dinámico se refiere al rango dinámico instantáneo libre de estímulos, la cifra clave de mérito para los receptores encargados de detectar señales pequeñas entre un espectro saturado de bloqueadores más grandes. Rendimiento de ADC de próxima generación Muchos de los receptores EW actuales cuentan con un ancho de banda instantáneo de sub-octava (IBW) que está limitado por el convertidor de datos de la generación anterior. Estos serán reemplazados mañana con receptores digitales de banda ancha de múltiples octavas que abarcan varios GHz de IBW. Por ejemplo, en los próximos años, un número cada vez mayor de plataformas de detección emplearán chips convertidores ADI con ADC y DAC con la capacidad de procesar un IBW superior a 4 GHz mientras mantienen un SFDR superior a 70 dB.2,3,4 Un SWaP bajo popular, El caso de uso de ADC de receptor digital de banda ancha podría ser: Una frecuencia de muestreo de ADC de ~15 GSPS Una muestra directa de la primera zona de Nyquist (es decir, de CC a 6 GHz) Una muestra directa de la segunda zona de Nyquist (es decir, de 8 GHz a 14 GHz) Los receptores EW de las bandas media (6 GHz a 8 GHz) y superior (>14 GHz) de conversión de bloques de RF deben cubrir franjas de espectro cada vez más altas, desde 18 GHz hasta 50 GHz y más. La segunda zona alta de Nyquist del ADC facilita el plan de frecuencias, lo que permite convertidores de bloque de front-end de RF simples con filtros de RF SWaP relajados y más pequeños. La siguiente discusión considera un extremo frontal de RF conectado en cascada con un ADC de alta frecuencia de muestreo similar al ejemplo anterior. Rango dinámico en receptores digitales de banda ancha Los diseñadores de receptores que optimizan el rango dinámico deben equilibrar la sensibilidad (NF) con la linealidad (IP2, IP3), ya que estos atributos de dispositivos de RF generalmente se mueven uno contra el otro. El rango dinámico está limitado por la sensibilidad a niveles de RF más bajos y la linealidad a niveles de RF más altos. Como regla general, el nivel operativo máximo permitido del receptor se establece de modo que los niveles espurios de la distorsión de intermodulación multiseñal (IMD) sean iguales a la potencia del ruido, como se muestra en la Figura 1. Los sistemas modernos utilizan anchos de banda de procesamiento y canalización de ancho de banda instantáneo adaptativo (Bv), lo que mueve el ruido de fondo hacia arriba y hacia abajo 10 Log (Bv). Figura 1. Relación entre el SFDR y el rango operativo, el ruido, los impulsos IMD y el umbral de detección del ADC. Desafíos de IMD2 de varias octavas en los receptores digitales de banda ancha La evolución de los receptores digitales de banda ancha presenta nuevos desafíos de RF. Los estímulos de distorsión de intermodulación de segundo orden multiseñal (IMD2) surgen como degradaciones de rango dinámico problemáticas en el receptor digital de banda ancha de múltiples octavas. Si bien IIP3 ha sido durante mucho tiempo una figura clave de mérito (FOM) en las hojas de datos de dispositivos de RF, IIP2 es más difícil de rastrear y puede ser más problemático para el diseñador de EW. El problema con los impulsos IMD2 es que solo disminuyen 1 dBc por cada disminución de 1 dB en la potencia de la señal de 2 tonos incidente, mientras que los impulsos de distorsión de intermodulación de tercer orden (IMD3) disminuyen 2 dBc. Por supuesto, el muestreo de RF directo de varias octavas en la parte inferior de la primera zona de Nyquist del ADC no es nada nuevo. Por ejemplo, un sistema más antiguo podría muestrear a 500 MSPS y observar CC a 200 MHz en la primera zona de Nyquist sin problemas de IMD2. Esto se debe a que en estas frecuencias más bajas (es decir, menos de unos pocos cientos de MSPS), las características del ADC son altamente lineales y el IIP2 y el IIP3 efectivos del ADC son muy altos, lo que da como resultado productos IMD2 benignos invisibles debajo del ruido de fondo. Sin embargo, al igual que en los dispositivos de RF de banda ancha, la linealidad del ADC de múltiples octavas y GHz se degradará con el aumento de la frecuencia, y los productos IMD2 a menudo se ubicarán por encima del ruido de fondo a frecuencias operativas más altas. En el futuro, tendremos que lidiar con IMD2. Definición ampliada de SFDR para receptores digitales de banda ancha IMD2 colapsar la fiesta requiere una definición actualizada del popular receptor FOM rango dinámico instantáneo libre de espurias (SFDR). SFDR especifica qué tan abajo un receptor puede detectar una señal pequeña cuando hay varias señales más grandes que crean impulsos IMD. SFDR se especifica en dB en relación con las señales grandes. Tradicionalmente, SFDR se define en términos de productos IMD3, junto con NF y ancho de banda de procesamiento. El SFDR con referencia a IMD3 se deriva en muchos textos y, a veces, se aclara como SFDR instantáneo, que es lo que queremos decir en este artículo.5,6 Lo llamaremos SFDR3: hoy en día, el SFDR con referencia a IMD2 recibe menos atención, pero es inminente en el horizonte como un impedimento importante que necesita mitigación. Se puede derivar de la misma manera que SFDR3. Aquí lo llamaremos SFDR2: la figura 2 ilustra un escenario espectral de entrada de RF en el que tres señales simultáneas (F1, F2 y F3) crean productos de intermodulación que establecen el límite inferior del rango dinámico. Por debajo de este nivel, el receptor digital de banda ancha no puede determinar fácilmente si un objetivo es real o un estímulo IMD falso. Figura 2. Un ejemplo de señales múltiples F1, F2 y F3 (60 MHz cada una) que inducen espolones combinados de segundo armónico, IMD2 (rojo), IMD3 (verde) e IMD2/3 (gris). El piso de ruido (marrón) se indica como PN. El receptor IBW de sub-octava de hoy, mostrado teóricamente por el cuadro punteado de la Figura 2, solo se preocupa por IMD3 porque cae dentro de la banda y no se puede filtrar. No se preocupa mucho por IP2 debido a la ubicación fácilmente filtrada de IMD2 y las señales inductoras. F3 se reduce fácilmente mediante el filtrado de RF de entrada, que lleva a F3 – F1 y F3 – F2 muy por debajo del ruido de fondo. Al igual que los segundos armónicos F1 y F2, el IMD1 F2 + F2 se atenúa fácilmente mediante el filtrado de salida. Por supuesto, el rendimiento de segundo orden del ADC debe considerarse en relación con las espuelas plegables de Nyquist, pero el rendimiento IMD2 de la parte delantera es fácil de manejar. Ingrese al receptor IBW multi-octava, mostrado teóricamente por el cuadro sólido de la Figura 2, y la situación se vuelve de cabeza. IMD2 es la mayor preocupación frente a IMD3. Los estímulos IMD2 y las interferencias inductoras ahora están en banda. El filtrado de paso de banda anula el propósito de un IBW de varias octavas. Esta es la razón por la cual el filtrado de muesca sintonizable, a pesar de sus limitaciones, está recibiendo una mayor atención como un mitigador de interferencias de front-end. No corta piezas gigantes del espectro de varias octavas. La Figura 3 ilustra la relación entre la señal fundamental multitono grande, el nivel de IMD2 e IMD3, el ruido de fondo y el SFDR resultante para un ejemplo de receptor digital de banda ancha de varias octavas. El ejemplo utiliza atributos de linealidad y ruido real para un ADC que muestrea la primera zona de Nyquist con un IBW de 4 GHz de 2 GHz a 6 GHz. Se supone un ancho de banda de procesamiento de 469 kHz. Figura 3. SFDR2 y SFDR3 le indican a qué distancia de la señal más grande (fundamental) puede detectar fácilmente una señal más pequeña. Debido a que varía ampliamente, el umbral de detección es cero aquí. En la práctica, reste su umbral de detección de SFDR. SFDR2 y SFDR3 óptimos ocurren en diferentes puntos de operación de pin donde el nivel de IMD respectivo se cruza con la potencia de ruido. Si pretendemos por un momento que este es un receptor de sub-octava con limitación de banda de RF frontal, SFDR3 establece el SFDR general, y podemos esperar un SFDR de 79 dB en el mejor de los casos, lo cual es muy bueno. Pero dado que el receptor EW requiere IBW de varias octavas, SFDR2 establece el SFDR general. En el mejor nivel de entrada de SFDR3 (Pin = –20 dBm), las derivaciones IMD2 degradan el SFDR en 24 dB, lo que da como resultado un SFDR de 55 dB. Resultados justos, aunque decepcionantes. Una regla general útil es que para un nivel de salida de RF específico = PRF,O para lograr niveles IMD2 e IMD3 equivalentes: En otras palabras, esta condición hará que las líneas SFDR2 y SFDR3 se crucen con el ruido de fondo en el mismo punto, de modo que SFDR2 no limita el rendimiento. Para el escenario de ejemplo de SFDR anterior, el front-end de RF alimenta el ADC con –20 dBm y tiene un OIP3 de 20 dBm. El OIP2 requerido para obtener el mismo nivel de impulsos IMD2 e IMD3 y, por lo tanto, no limitar el rendimiento, es: El rendimiento OIP2 del dispositivo sin procesar no está disponible hoy dado el equilibrio con otros atributos como frecuencia, ancho de banda, ruido y potencia de CC. Esto explica el creciente interés en las técnicas de mitigación de las fuentes de interferencia adaptativas de próxima generación. Para mitigar IMD2, el receptor debe reducir el nivel operativo de entrada máximo de –20 dBm a –32 dBm, y luego puede lograr un SFDR2 mejorado de 66 dB en el mejor de los casos. En la Figura 3, este SFDR2 óptimo es donde la traza IMD2 se cruza con el ruido de fondo. Por desgracia, el mejor caso SFDR2 en Pin = -32 dBm sigue siendo 13 dB peor que el mejor caso SFDR3 en -20 dBm. Dado que ahora hemos bajado el nivel operativo máximo, esto pone de relieve las limitaciones de la potencia del ruido (sensibilidad), como se explica en las siguientes secciones. ¿Qué establece el ancho de banda de procesamiento en el receptor digital de banda ancha? La sensibilidad, o potencia de ruido, del receptor EW mejora a medida que se reduce el ancho de banda de procesamiento. Sin embargo, de manera típica, hay compensaciones para equilibrar: no podemos simplemente reducir el ancho de banda a un valor arbitrariamente pequeño e ir a almorzar. ¿Cuáles son los factores competitivos a considerar? Para responder a la pregunta, debemos analizar la aniquilación, la transformada rápida de Fourier (FFT) y su relación. Primero, definimos un par de variables: los ADC de alta frecuencia de muestreo de ADI emplean bloques de procesador de señal digital (DSP) en el chip que permiten el filtrado configurable y la aniquilación del flujo de datos sin procesar a una carga útil mínima viable enviada al FPGA descendente. Este proceso se analiza en detalle en la literatura de ADI.3 El beneficio obvio de la aniquilación es reducir la carga útil digital que debe pasar por JESD204B/JESD204C a la FPGA. Otro beneficio son los ahorros en el consumo de energía que se logran al usar circuitos locales específicos de destrucción en chip (es decir, ASIC) en comparación con implementando la misma operación en el tejido FPGA. Pero la aniquilación local en chip es beneficiosa más allá de simplemente reducir el flujo de datos y ahorrar energía. Llegaremos a eso. La Figura 4 muestra los bloques utilizados en la conversión digital de banda ancha moderna (según sea relevante para esta discusión). Figura 4. Diagrama de bloques simple de diezmado de datos ADC y FFT. En primer lugar, los datos muestreados en fS se convierten digitalmente a banda base (I/Q complejo) utilizando un NCO ajustado. Luego, el flujo de datos se filtra mediante un filtro digital de paso bajo programable. Este filtrado digital de predecimación establece el ancho de banda de FI y es la primera de dos operaciones diferentes para establecer el PN de ruido de fondo del receptor. A medida que el ancho de banda de FI se hace más pequeño, la potencia de ruido en banda integrada disminuye a medida que el filtrado atenúa el ruido de banda ancha. A continuación, diezmar por M reduce la tasa de muestreo efectiva a fs/M, conservando cada muestra Mth y descartando las muestras intermedias. Por lo tanto, el procesamiento FFT descendente obtiene un flujo de datos con una tasa fS/M y un ancho de banda fS/2M. Finalmente, la longitud N de FFT establece el ancho del contenedor y el tiempo de captura, que es el segundo paso para establecer el piso de ruido. Decimación e impacto de FFT en el piso de ruido del receptor digital de banda ancha La Figura 5 relaciona el piso de ruido de procesamiento del receptor digital de banda ancha (K) con la densidad espectral de ruido del ADC (L), que es la hoja de datos FOM ampliamente disponible para el ruido aditivo del ADC. La literatura ADI existente hace un buen trabajo al explicar la ganancia de procesamiento, NSD, SNR y el ruido de cuantificación.7 La relación más útil de la Figura 5 es: El piso de ruido de procesamiento (Figura 5, K) es el mismo que PN y se puede colocar en la Ecuación 1 y Ecuación 2. Tenga en cuenta que el diseñador selecciona cuidadosamente M y N en función de las ventajas y desventajas del diseño y las restricciones discutidas en la siguiente sección. Figura 5. Relación de las operaciones de diezmado y ganancia de FFT con los niveles de ruido comúnmente referenciados. Aunque aumentar el factor de diezmado M tiene el mismo efecto proporcional en la reducción del ruido de fondo (Figura 5, C) que aumentar la longitud de FFT N (Figura 5, E), es importante tener en cuenta que los mecanismos son completamente diferentes. El paso de diezmado implica la limitación de banda del canal mediante filtrado digital. Esto establece el ancho de banda de ruido efectivo que determina el ruido integrado total en el canal (Figura 5, D). También establece el ancho de banda espectral instantáneo máximo de una señal detectable. Compare esto con el paso FFT, que no filtra per se, sino que distribuye el ruido total integrado en el canal sobre N/2 contenedores y define la resolución de la línea espectral. Cuanto mayor sea N, más contenedores y menor el contenido de ruido por contenedor.8 Juntos, la ganancia de diezmado M y la ganancia N de FFT definen el ancho del contenedor FFT, y a menudo se agrupan en discusiones sobre el ancho de banda de procesamiento (Figura 5, F) , pero sus valores deben equilibrarse en función de su impacto matizado respectivo en el ancho de banda de la señal, la resolución espectral, la sensibilidad y los requisitos de latencia, como se analiza en la siguiente sección. Intercambios entre el ancho de banda de procesamiento y el rendimiento del sistema Relacionar diezmado M y FFT N con atributos de rendimiento de alta prioridad: La latencia es el tiempo para detectar y procesar capturas espectrales sucesivas, y requiere el menor tiempo posible. Muchos sistemas requieren una operación casi en tiempo real. Esto dicta que M × N sea lo más pequeño posible. A medida que aumenta el tamaño de FFT, la resolución espectral mejora y el ruido de fondo disminuye a medida que el ruido integrado se distribuye en más contenedores. La contrapartida es el tiempo de adquisición, que es un gran problema y es simple: el ancho de pulso mínimo detectable (PW) establece el ancho de banda de canal IF mínimo permitido a medida que el contenido espectral de un pulso de tiempo más corto se extiende sobre una banda de frecuencia relativamente más ancha. Si el ancho de banda del canal IF es demasiado estrecho, el contenido espectral de la señal se trunca y el pulso de tiempo corto no se detecta correctamente. El BW de IF mínimo, que establece el M máximo permitido, debe cumplir con los siguientes criterios: La resolución espectral y la sensibilidad mejoran a medida que se estrecha el contenedor FFT, lo que requiere un aumento de N. Los anchos de pulso más largos y los PRI requieren una resolución más fina para resolver líneas espectrales más cercanas, lo que significa una N más grande para una detección adecuada. El aumento de N mejora la resolución de la línea espectral, pero solo dentro del ancho de banda de FI definido por M. Si se usa una decimación demasiado alta, el aumento de N mejora la resolución espectral dentro del IF BW establecido por M, pero no puede recuperar el ancho de banda de la señal faltante. Por ejemplo, un tren de pulsos con un ancho de pulso por debajo del ancho de pulso mínimo del receptor tendrá una función sinc en el dominio de la frecuencia cuyo lóbulo principal excede el ancho de banda de diezmado. Aumentar N ayudará a resolver el PRF del tren, pero no hará nada para resolver el ancho del pulso; esa información se pierde. La única solución es disminuir la aniquilación M, aumentando el ancho de banda de FI. Decimación, FFT y detección de trenes de pulsos Los receptores digitales de banda ancha EW dedican gran parte de su esfuerzo a desentrelazar, identificar y rastrear trenes de pulsos de radar incidentes simultáneos. La frecuencia de la portadora, el ancho del pulso y el intervalo de repetición del pulso (PRI) son firmas de radar que son fundamentales para descubrir quién es quién. Tanto el dominio del tiempo como el de la frecuencia se utilizan en los esquemas de detección.9 Un objetivo general es detectar, procesar y reaccionar a los trenes de pulsos en el menor tiempo posible. El rango dinámico es crítico porque el receptor EW necesita rastrear simultáneamente múltiples objetivos distantes mientras es bombardeado con pulsos de interferencia de alta energía. Ejemplos de FFT de tren de pulsos Se presentan dos ejemplos de trenes de pulsos. El primero representa un radar doppler pulsado que muestra un PW muy corto (100 ns) con un ciclo de trabajo del 10 %, lo que da como resultado una PRF muy alta. El segundo simula un radar pulsado que muestra PW y PRI comparativamente más largos (ciclo de trabajo más bajo, PRF más bajo). Las siguientes gráficas y tablas ilustran el impacto de la aniquilación M y la longitud N de la FFT en el tiempo, la sensibilidad (ruido mínimo) y la resolución espectral. La Tabla 1 resume los parámetros para facilitar la comparación. Los valores ficticios no representan radares específicos pero, sin embargo, se encuentran en un estadio de béisbol realista.10 Tabla 1. Comparación del ejemplo Doppler pulsado y atributos de radar pulsado Parámetro Radar Doppler pulsado Radar pulsado PW Corto 100 ns Más largo 10 μs PRI Corto 1 μs Más largo 1 ms PRF Alto 1 MHz Bajo 1 kHz Ciclo de trabajo Medio/alto 10 % Medio/bajo 1 % Decimation M Bajo 256 Alto 1536 FFT Longitud N Bajo 128 a 512 Alto 16,384 65,536 a 2 9 Tiempo Rápido 2 μs a 7 μs Más largo 91 ms a 120 ms Sensibilidad Inferior –XNUMX dBFS Superior –XNUMX dBFS El punto aquí es que M y N no son de talla única, y los sofisticados algoritmos de detección y los esquemas de canalización paralelos en cualquier receptor EW dado pueden emplear una amplia gama de valores para cada uno. El receptor EW debe poder detectar ambas señales, probablemente al mismo tiempo (no se muestra aquí), por lo que es importante una configuración rápida y adaptable. El rango dinámico y la sensibilidad dependen directamente de los atributos del pulso que deben detectarse. Ejemplo: receptor digital de banda ancha que detecta un radar Doppler pulsado Las siguientes dos FFT capturan un escenario Doppler pulsado. La primera FFT que se muestra en la Figura 6 necesita poco más de 2 ciclos de pulso para determinar el ancho de pulso de la señal a partir del ancho del lóbulo principal de la FFT. El diezmado M se establece para un ancho de banda de FI que sea suficientemente amplio para capturar el lóbulo principal, así como algunos lóbulos laterales. El tiempo de respuesta es muy rápido. La contrapartida de un tiempo de respuesta rápido es un ruido de fondo y una resolución espectral peores. Figura 6. Captura rápida de ancho de pulso angosto, tren de pulsos PRF alto típico del radar Doppler pulsado. La segunda FFT en la Figura 7 muestra un piso de ruido mejorado y una resolución espectral a medida que aumenta la longitud de muestra N (y el tiempo). M sigue siendo el mismo. Alrededor de nueve ciclos de pulso, la resolución espectral mejora lo suficiente como para determinar el PRI (1/PRF) a partir de la FFT. El piso de ruido se puede ver entre los lóbulos laterales. Figura 7. Una FFT más larga de un ejemplo de Doppler pulsado para resolver líneas espectrales. Ejemplo: receptor digital de banda ancha que detecta un radar pulsado Las dos FFT siguientes capturan un escenario pulsado más amplio. El PRI mucho más ancho, o densidad de pulso más baja, en el ejemplo de radar pulsado en la Figura 8 requiere un N mucho más alto. El ajuste de M depende completamente del sistema. Si el pulso corto debe detectarse simultáneamente con el pulso largo en el mismo canal IF, entonces M debe configurarse para acomodar el ancho de banda espectral del pulso corto y no puede aumentarse. Considerado por sí solo, el pulso largo requiere un ancho de banda de FI más bajo, por lo que M podría configurarse más alto para mejorar el ruido del canal y la sensibilidad resultante. Sin embargo, el tiempo de captura, o longitud N de FFT, requerido es mucho mayor. Por lo tanto, es probable que el algoritmo de detección quiera tomar decisiones intermedias en el escenario de pulso corto mientras el sistema adquiere una N lo suficientemente alta para resolver el pulso largo. Figura 8. Captura rápida de pulsos más largos, tren de pulsos PRF más bajo típico del radar de pulsos. El segundo ejemplo de FFT de pulso largo en la Figura 9 ilustra cómo el PRI largo (PRF bajo) da como resultado líneas espectrales muy cercanas, lo que requiere un tamaño de contenedor de FFT o un ancho de banda de resolución muy bajos. La compensación es aún más tiempo requerido (FFT N). Un beneficio es aún mejor sensibilidad. Figura 9. Una FFT más larga de ejemplo pulsado para resolver líneas espectrales. Diseño de interfaz de RF de receptor digital de banda ancha con un ADC en cascada Una vez establecidos los objetivos de rango dinámico y sensibilidad, se debe emparejar una interfaz de RF con el convertidor de datos digitales. El front-end de RF óptimo establece la sensibilidad del receptor (NF) y realiza el acondicionamiento de la señal espectral requerido con suficiente margen de linealidad para permitir que el rendimiento del ADC configure el receptor IP3 e IP2. La ganancia de RF de front-end generalmente se configura para que sea lo suficientemente buena como para establecer la NF en cascada requerida, ya que la ganancia más allá de eso generalmente daña el rango dinámico y se evita. ¡Es criminal si el rango dinámico de cuellos de botella de front-end y la capacidad de ADC se descartan! Un truco útil es convertir las cifras de mérito del ADC en parámetros de cascada de RF equivalentes y tratar el ADC como una caja negra de RF. Algunas reglas generales: donde PRF (dBm) es el nivel de RF de entrada del ADC en el que se miden los niveles de IMD3 e IMD2. Tenga en cuenta que el sistema en cascada NF de la combinación de front-end y ADC es ruido de banda ancha antes de ajustar la ganancia de procesamiento. Ejemplo de diseño de front-end a ADC Cascade A continuación se muestra un ejemplo de análisis en cascada utilizando el front-end que se muestra en la Figura 10. Esta cadena se beneficia de las últimas versiones de ADI para el catálogo de RF, que incluyen: Filtro sintonizable de paso alto/paso bajo programable de banda ancha ADMV8818. Atenuador digital SOI RF de banda ancha ADRF5730. ADRF5020 de banda ancha RF SOI SPDT. Amplificador de RF de banda ancha IP8104 ultra alto ADL2. AD9082 MxFE 4× DAC (12 GSPS) + 2× ADC (6 GSPS) Además, la cadena cuenta con un limitador de RF de banda ancha de 200 W y filtrado fijo de alto Q de factor de forma pequeño desarrollado en ADI. Figura 10. Ejemplo de interfaz de RF con modos de derivación y alta sensibilidad conmutados. Una técnica antigua para preservar el rango dinámico es cambiar entre un modo de detección alta para señales de entrada más bajas y un modo de derivación para señales de entrada más altas. Como se muestra en la Tabla 2, la ruta de alto sentido favorece el rendimiento de NF, y la ruta de derivación concede mayor NF a favor de una mayor linealidad (IP2 e IP3). Las tablas de rendimiento ilustran este beneficio. Tabla 2. Ejemplo de parámetros de caja negra de front-end de RF para dos modos Modo G (dB) NF (dB) IIP2 (dBm) IIP3 (dBm) IP1dB (dBm) High Sense 10 15 31 17 5 Bypass –14 14 75 40 25 La Tabla 3 compara los parámetros de la caja negra del ADC y del front-end, y el rendimiento general de la cascada resultante. En el modo de sentido alto, el factor limitante del rango dinámico es el ruido de fondo, por lo que se prioriza la NF en cascada. El factor de ruido de entrada depende principalmente de la pérdida de inserción del filtrado de entrada requerido para la mitigación de la interferencia (este ejemplo presupuesta una pérdida de 6 dB). Este filtrado preseleccionado debe sentarse antes del amplificador para que sea efectivo, ya que el amplificador creará productos IMD multiseñal. En el modo de derivación, nos beneficiamos de la linealidad extremadamente alta de la tecnología SOI. No hay trucos aquí, ya que la linealidad limitada del amplificador simplemente se cambia a favor de una linealidad más alta, una ganancia más baja y una NF más alta. Tabla 3. Ejemplo de rendimiento en cascada de detección alta (arriba) y derivación (abajo); la columna general es el front-end de RF en cascada más ADC Rendimiento integral ADC de front-end de RF Unidades generales Escala completa –6.5 dBm NSD –148 dBFS/Hz –154.5 dBFS/Hz Ganancia 10 0 dB NF 15 19.5 16.1 dB IIP2 31 35 21.5 dBm IIP3 17 20 9.2 dBm Pi –40 –30 dBm PN –91.2 dBm RF Front End ADC Unidades generales Escala completa –6.5 dBm NSD –148 dBFS/Hz –154.5 dBFS/Hz Ganancia –14 0 dB NF 14 19.5 33.5 dB IIP2 75 35 48.6 dBm IIP3 40 20 33.0 dBm Pi –15 –29 dBm PN –97.8 dBm Optimización y resultados del diseño del receptor digital de banda ancha Los siguientes mapas de calor de rendimiento son análisis de sensibilidad que muestran el rango dinámico libre de impulsos instantáneos (DR, dB) para variar: Ancho de banda de procesamiento y Nivel de entrada de RF Front-end de RF IIP2 y nivel de entrada de RF Front-end de RF NF y nivel de entrada de RF Cada escenario se ejecuta para las rutas de alta sensibilidad y derivación. Los recuadros indican zonas operativas favorables. Las tablas le indican el rango dinámico (SFDR), o la distancia hasta el piso de ruido o el estímulo IMD más alto, para un nivel de señal de entrada máximo dado en Pin. Para cualquier tabla dada, las variables estáticas se establecen según los parámetros de cadena anteriores. Como se discutió en secciones anteriores, el Bv seleccionado en la Figura 11 depende de los objetivos de detección de forma de onda. Un Bv más bajo reduce el ruido de fondo, mejorando el rango dinámico con Pin bajo, pero a expensas de tiempos de FFT más lentos. A la inversa, los valores altos de Bv aumentan el ruido de fondo y la baja sensibilidad limita el rango dinámico. La zona de operación probable se encuentra en un punto de equilibrio intermedio. Figura 11. Rango dinámico libre (DR) instantáneo frente a nivel de entrada de RF (Pin) y ancho de banda de procesamiento (Bv); alta sensibilidad (arriba) y modo bypass (abajo). La Figura 12 ilustra que, a niveles bajos de Pin, IIP2 es irrelevante ya que la sensibilidad establece el rango dinámico. El rendimiento de rango medio es más sensible a IIP2. Los niveles de potencia de entrada de rango medio pueden comprender la mayoría de los casos de uso y, a medida que Pin aumenta hacia el sentido alto para omitir el punto de conmutación, la linealidad del amplificador, especialmente IP2, es de vital importancia. El IP2 superior de ADL8104 se destaca sobre este importante rango medio, preservando el rendimiento de alto rango dinámico. El modo de derivación más alto IIP2 permite que la caja de la zona operativa se desplace hacia abajo para seguir el mejor rango dinámico. Figura 12. Rango dinámico libre (DR) instantáneo frente a nivel de entrada de RF (Pin) y entrada de front-end de RF con referencia IP2; alta sensibilidad (arriba) y modo bypass (abajo). La Figura 13 muestra que para grandes mejoras en NF, que pueden ser muy costosas para SWaP-C y la linealidad, hay un retorno decreciente al rango dinámico usando un Bv de rango medio. Para que NF sea menor, Bv debe disminuir con

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