Diseño para el control de las emisiones Los circuitos
digitales son importantes generadores de interferencia
electromagnética. Las ondas cuadradas de alta frecuencia
se distribuyen por todo el sistema. Los circuitos
analógicos son mucho más silenciosos debido a que
las ondas cuadradas no son una de sus características. Una
excepción importante son los circuitos de vídeo que
transmiten señales de hasta varios MHz. También las
fuentes de alimentación conmutadas de potencia son una
importante causa de interferencias en frecuencias bajas y medias
ya que, en esencia, es un oscilador de onda cuadrada de alta
potencia.
El espectro de Fourier Dominio temporal y dominio frecuencial: La
mayoría de diseñadores están acostumbrados a
trabajar en el dominio temporal (como vemos en un osciloscopio).
Pero una onda que se repita la podemos representar en el dominio
de frecuencias y para ello se usa un analizador de espectro. La
herramienta matemática que permite analizar una forma de
onda en un dominio temporal, conocido en el dominio de la
frecuencia es la transformada de Fourier.
El espectro de Fourier Elección de la familia
lógica: El daño en cuanto a las emisiones se hace
por los flancos de conmutación que tienen un tiempo de
subida y bajada rápido lo cual no es lo mismo que el
retardo de propagación. Utilizar el tiempo de subida
más lento compatible con un funcionamiento fiable
reducirá al mínimo la amplitud de los
armónicos de orden superior donde la radiación es
más eficaz. Se debe utilizar la familia lógica
más lenta que haga el trabajo es decir, no utilizar
lógica rápida cuando no sea necesario. Utilizar
lógica rápida sólo en donde las componentes
del circuito tengan que funcionar a alta velocidad. Sin embargo,
la preferencia por la utilización de la lógica
lenta está en contra de las demandas de los
técnicos de software para conseguir mayor velocidad del
proceso.
El espectro de Fourier A nivel del chip, las corrientes
parásitas que aparecen en las patillas se pueden reducir
al mínimo. Los tiempos de transición se pueden
optimizar en lugar de reducirlos. Diseñando cuidadosamente
el encapsulado, puede introducirse un pequeño condensador
de desacoplamiento tan cerca como se pueda del chip, sin la
inductancia del marco metálico interno que anula su
efecto. Además podemos usar la reducción de
área de silicio ganada con los avances en el diseño
para colocar un condensador de desacoplamiento de tamaño
adecuado (de 1 nF de capacidad) sobre el silício.
Radiación procedente de los circuitos lógicos
Radiación en modo diferencial: La eficacia de
radiación de un bucle pequeño es proporcional al
cuadrado de la frecuencia. Esta relación es válida
hasta que la periferia del bucle se aproxima a un cuarto de
longitud de onda en cuyo punto la eficacia llega al
máximo. Superponiendo esta característica en la
curva armónica envolvente de una forma de onda trapezoidal
se observa que las emisiones en modo diferencial, debidas sobre
todo a los bucles de corriente, serán más o menos
constantes con la frecuencia por encima de un punto de ruptura
determinado por el tiempo de subida. El coeficiente de Fourier
para la frecuencia fundamental F1 es 0,64 y por tanto la
emisión a F1 será: E = 20log10·(119
·10-6(f2 ·A ·Ipk) dBµV/m
Radiación procedente de los circuitos lógicos Al
combinar los tiempos de subida y bajada conocidos y la capacidad
de corriente de salida parásita para una familia
lógica con el espectro de un trapezoide de Fourier en
diferentes frecuencias fundamentales, se puede calcular la
emisión máxima radiada para las diferentes
áreas de bucle. En la tabla siguiente muestra la zona
máxima permitida para las familias lógicas y
frecuencias de reloj. ?I, es la corriente de conmutación
dinámica que se puede suministrar al dispositivo para
cargar o descargar la capacitancia del nodo. La siguiente
representación muestra emisiones de ondas trapezoides
digitales a través de diferentes trayectorias:
Radiación procedente de los circuitos lógicos
Radiación procedente de los circuitos lógicos En
cuanto a las implicaciones de diseño y
construcción, para frecuencias de reloj por encima de 30
MHz o para familias lógicas rápidas, es importante
trazar un plano de tierra ya que no podemos restringir el
área del bucle de ninguna otra forma. Esto no es
suficiente si utilizamos lógica rápida por encima
de 30MHz. El área de bucle introducida por las dimensiones
del encapsulado del dispositivo, excede los límites
permitidos por lo que tendríamos que apantallar y filtrar.
El cuadro anterior se refiere a un único bucle radiante.
Para un bucle n similar, la emisión es proporcional a
n1/2. No se debe pensar que si satisfacemos las condiciones del
cuadro anterior tendremos emisiones por debajo del límite
ya que también entran en juego las emisiones en modo
común y este cuadro sólo tiene en cuenta las
emisiones en modo diferencial. Pero si no satisfacemos el cuadro
anterior se necesitará apantallado y filtrado
adicionales.
Radiación procedente de los circuitos lógicos
Radiación en modo común: Este tipo de
radiación se debe sobre todo a los cables y a las grandes
estructuras metálicas y aumenta a una velocidad
linealmente proporcional a la frecuencia. Hay dos factores
principales que hacen del acoplamiento en modo común la
fuente principal de las emisiones radiadas: La radiación
de los cables es mucho más eficaz que la de un bucle
pequeño y por tanto se necesita una corriente en modo
común más pequeña para la misma intensidad
de campo. La resonancia de cable normalmente se encuentra entre
30 y 100 MHz y la radiación se intensifica para un cable
corto.
Radiación procedente de los circuitos lógicos
Podemos hacer un cálculo similar al realizado para el modo
diferencial. Éste asume que el cable está impulsado
por una tensión en modo común desarrollada a
través de una pista de tierra que forma parte de un
circuito lógico. La pista de tierra transporta la
corriente ?I que genera una tensión de ruido diferencial
VN de ?I·jw·L entre la referencia de tierra y la
conexión del cable. Se permite un factor de -20 dB para la
pérdida por acoplamiento a la referencia de tierra. Se
asume que la impedancia del cable es resistiva de 150? y
constante con la frecuencia y que las dimensiones de la placa del
circuito impreso son insignificantes comparadas con las
dimensiones del cable. Aquí tenemos un esquema del
modelo:
Radiación procedente de los circuitos lógicos
Consecuencias de la longitud de pista: La inductancia L es
importantísima en cuanto al nivel de ruido. El cuadro que
sigue tabula, igual que antes, las longitudes de pista
permisibles en función de la frecuencia del reloj y de la
familia lógica.
Radiación procedente de los circuitos lógicos No se
debe tomar muy en serio este modelo con fines de
predicción puesto que se han simplificado demasiados
factores: se han omitido las variaciones de la resonancia del
cable y la impedancia con la frecuencia y la estructura, las
resonancias de pista y circuito y la autocapacitancia, y la
resonancia y variabilidad de la trayectoria de acoplamiento a
masa. La finalidad de este modelo es demostrar que las emisiones
de un circuito lógico están dominadas por factores
en modo común. Las corrientes en modo común se
pueden combatir: Garantizando que las corrientes lógicas
no fluyen entre el punto de referencia de masa y el punto de
conexión de los cables externos. Filtrando todas las
interfaces de los cables a una masa “limpia”.
Blindando los cables llevando la conexión de la pantalla a
una masa “limpia”. Reduciendo al mínimo las
tensiones de ruido de masa utilizando un plano de masa.
Radiación procedente de los circuitos lógicos El
cuadro anterior muestra que la longitud de pista máxima
permisible para las frecuencias superiores y las familias
lógicas rápidas es impracticable. Por tanto, una
sola o la combinación de las técnicas anteriores
será esencial para hacer que esos circuitos obtengan la
conformidad. Está claro que si se mueve el punto de
referencia de la figura anterior para estar al lado de la
interfaz del cable, no se desarrolla ninguna tensión de
ruido y el cable se hace benigno. Ésta es la finalidad de
la estructura de masa limpia de la interfaz. Con esta manera de
hacerlo, las emisiones en modo común sólo se deben
a las corrientes en modo común que fluyen directamente por
las pistas de la placa de circuito impreso.
Radiación procedente de los circuitos lógicos
Comparación modo común y modo diferencial: El
gráfico de la figura muestra el perfil de la
emisión real para la misma señal emitida en modo
diferencial a través de un pequeño bucle y en modo
común como resultado de estar acoplado a un cable
conectado. Se asume que el cable no es resonante y que un cable
daría una respuesta diferente en esta región pero
en término medio, la eficacia está bien
representada por este modelo.
Reloj y radiación de banda ancha La principal fuente de
radiación en los circuitos digitales es el reloj, o
relojes, y sus armónicos. En donde las restricciones del
circuito lo permitan, se deben retardar los flancos del reloj
para reducir al mínimo la generación de
armónicos. Esto se puede llevar a cabo de tres maneras:
impedancia serie, capacitancia paralela o con la
utilización de una etapa intermedia de baja calidad de
baja actuación. En la figura se muestran las dos primeras.
La segunda opción no es recomendable ya que aunque produce
el efecto deseado, aumenta la carga capacitiva en el excitador.
El efecto general puede ser empeorar las emisiones en vez de
mejorarlas. Es mejor aumentar la impedancia serie de la salida
del excitador en las frecuencias armónicas y esto se puede
llevar a cabo mejor con un elemento de impedancia en serie con la
salida. Un resistor de baja magnitud suele ser a menudo un buen
sustituto.
Reloj y radiación de banda ancha Generación del
reloj de espectro discreto: Una posible alternativa, es una
técnica conocida como generación del reloj de
espectro discreto. En esta técnica la frecuencia del reloj
es modulada en un 1 o 2 por ciento por un código
pseudoaleatorio seleccionado para la difusión espectral
más uniforme. Esto tiene como resultado una
distribución más amplia de la energía
espectral asociada con cada armónico del reloj. Esto se
logra sin ningún esfuerzo extraordinario en el
diseño y sin ralentizar los tiempos de subida del reloj.
La frecuencia de reloj exhibirá algo de inestabilidad y la
técnica puede verse restringida en aplicaciones que
necesiten una sincronización muy precisa, aunque se puede
utilizar como “arreglo rápido” para trabajos
de reparación.
Reloj y radiación de banda ancha Placas madre: Los buses
que controlan varios dispositivos o las placas madres transportan
corrientes de conmutación mucho más altas que los
circuitos que son compactos. Una placa madre con zócalos
de alta velocidad debe utilizar siempre una placa de capas
múltiples con plano de masa y los conectores para los
módulos deben incluir una patilla de masa para cada pista
de reloj de alta velocidad y patillas de dirección o
datos. El bit menos significativo normalmente tiene la componente
de frecuencia más alta de un bus y se debe llevar tan
cerca como sea posible de su retorno de tierra. Las pistas de
distribución del reloj siempre deben tener un retorno de
tierra adyacente. La carga capacitiva sobre la señal del
reloj en cada placa hija se debe mantener al mínimo
utilizando una etapa intermedia en la placa para la
distribución local de la señal del reloj.
Reloj y radiación de banda ancha Oscilaciones transitorias
en las líneas de transmisión: Si se transmiten
datos por líneas largas, se deben terminar para evitar las
oscilaciones transitorias amortiguadas. Éstas se generan
en las transiciones cuando una porción de la señal
se vuelve a reflejar en la línea. Una oscilación
transitoria severa afectará a la transferencia de datos si
excede el margen de ruido de entrada del aparato. Además
estas oscilaciones pueden ser también una fuente de
interferencia por sí mismas. La amplitud de las
oscilaciones transitorias depende del grado de mala
adaptación en cualquier extremo de la línea,
mientras que la frecuencia depende de la longitud
eléctrica de la línea. Una combinación
excitador/receptor debe analizarse en términos de
comportamiento de su línea de transmisión si:
2·tPD · longitud de línea > tiempo de
transición En donde tPD es el retardo de
propagación de la línea en ns por unidad de
longitud.
Desacoplamiento de circuitos digitales Sin importar lo buenas que
sean las VCC y las conexiones a masa, la longitud de la pista
introducirá una impedancia que creará ruido de
conmutación procedente de las corrientes de
conmutación parásitas. La finalidad del condensador
de desacoplamiento es mantener una baja impedancia
dinámica entre la tensión de alimentación de
cada CI y masa. Esto reduce al mínimo las longitudes de la
pista que transportan altas corrientes. La colocación es
crítica: poco más de un centímetro para
lógica rápida y para dispositivos lentos de bajo
consumo se permiten varios centímetros de
separación. La figura muestra la colocación de este
condensador de desacoplamiento.
Desacoplamiento de circuitos digitales Elección de los
componentes: Para desacoplar una lógica de alta velocidad
el factor más importante al elegir el tipo de condensador,
es la inductancia de sus terminales de conexión. Los
preferidos son los de película de poliéster o los
de cerámica de capas múltiples, aunque los mejores
son los de tipo chip. Un método de desacoplo recomendado
para una lógica estándar consiste: Un condensador
de 22 µF por placa en la entrada de la fuente de
alimentación; Un condensador de tántalo de 1
µF por cada 10 encapsulados de memoria; Un condensador de
tántalo de 1 µF por cada 2-3 encapsulados LSI; Un
condensador cerámico o de poliéster de 22 nF para
cada bus octal de memoria; Un condensador cerámico o de
poliéster de 22 nF por 4 encapsulados de lógica
SSI;
Desacoplamiento de circuitos digitales Utilización de las
inductancias en serie: No es el mejor método llenar la
placa de condensadores de desacoplamiento. Un ejemplo de esto es
el uso de un microprocesador de una sola pastilla sin
ningún otro componente digital. Cuando se coloca un
condensador de desacoplamiento al lado del encapsulado del
procesador y los demás se colocan en otros lugares de la
placa, ocurre que la inductancia de las pistas de
interconexión, forma un circuito sintonizado en serie con
los condensadores distantes de desacoplamiento y en las
frecuencias resonantes las corrientes de ruido que fluyen hacia
los condensadores distantes, son mayores que si estos
condensadores no existiesen. Esto produce peores emisiones en
esas frecuencias cuando se añaden los condensadores.
Desacoplamiento de circuitos digitales
Desacoplamiento de circuitos digitales Análisis de los
resultados del modelo: La mejora más importante se produce
cuando la impedancia vista dentro de l1 aumenta de manera
importante. Esto sólo se puede lograr insertando un
inductor discreto. Como regla general de diseño se debe
planear incluír esos inductores en serie en la
alimentación +VCC de cada CI que se espere que vaya a
contribuir a la contaminación por ruido de las
líneas de alimentación.
Circuitos analógicos: emisiones En general los circuitos
analógicos generan menos emisiones. Aquellos que generan
deliberadamente señales de alta frecuencia deben seguir
las mismas reglas de estructuración, desacoplamiento y
conexión a masa ya explicadas. Los circuitos
analógicos pueden oscilar en la región de los MHz y
causar interferencias por la siguientes razones: Inestabilidad
del bucle de realimentación. Mal desacoplamiento.
Inestabilidad de la etapa de salida.
Circuitos analógicos: emisiones Inestabilidad del bucle de
realimentación: Cualquier prototipo de circuito
amplificador tiene que ser comprobado para ver su inestabilidad a
altas frecuencias cuando se haya dado por terminada su
configuración. La inestabilidad en la
realimentación se debe a demasiada realimentación
cerca de la frecuencia de ganancia unidad en donde el margen de
fase del amplificador se aproxima a su valor crítico. Se
puede relacionar con una incorrecta o falta de
compensación de un amplificador operacional.
Circuitos analógicos: emisiones Desacoplamiento: La
relación de desnivel por fluctuación en la
alimentación cae con el incremento de la frecuencia, al
mismo tiempo que el acoplamiento de la fuente de
alimentación a la entrada a altas frecuencias puede ser
significativo en los circuitos de banda ancha. Esto se soluciona
desacoplando, pero los condensadores típicos pueden
resonar con la inductancia parásita de los cables
eléctricos largos en la región de los MHz. La
colocación en paralelo de un condensador de baja magnitud
con uno de tántalo hará caer la frecuencia de
resonancia a un nivel manejable. Se debe señalar que la
inductancia en serie del tántalo podría resonar con
el condensador cerámico y empeorar esta situación.
Para solucionar esto se necesita una resistencia en serie conel
tántalo de unos cuantos ohmios. Las etapas de entrada de
los amplifiadores de alta ganancia de varias etapas pueden
necesitar una resistencia adicional o un supresor de perla de
ferrita en serie con la alimentación de cada etapa para
mejorar el desacoplamiento de las rutas de
alimentación.
Circuitos analógicos: emisiones Inestabilidad de la etapa
de salida: Las cargas capacitivas producen un retardo de fase en
la tensión de salida al actuar en combinación con
la resistencia de salida en bucle abierto de los amplificadores
operacionales. Este incremento de desfase reduce el margen de
fase de un circuito de realimentación lo bastante como
para causar oscilación. Para solucionar la inestabilidad
de salida se debe desacoplar la capacitancia desde la salida con
un resistor en serie de poco valor y añadir una
realimentación de alta frecuencia con un pequeño
condensador directo de realimentación CF que compense el
retardo de fase causado por CL.
Fuentes de alimentación conmutadas Las alimentaciones
conmutadas presentan dificultades para contener las
interferencias generadas. Las emisiones se deben tanto a
mecanismos en modo común como diferencial. La componente
principal de la emisión de una FAC se debe a la frecuencia
de conmutación y sus armónicos. Otra causa de ruido
puede deberse a la conmutación de recuperación
inversa de los diodos rectificadores de entrada. En el esquema
vemos una alimentación de conmutación típica
con las principales trayectorias de emisión
marcadas.
Fuentes de alimentación conmutadas Radiación desde
un bucle de alto di/dt: La radiación de un campo
magnético desde un bucle que transporte altas di/dt se
puede reducir al mínimo reduciendo el área del
bucle o las di/dt. Esta área, depende de la estructura y
dimensiones de los componentes físicos. La di/dt es un
compromiso entre la frecuencia de conmutación y el consumo
del dispositivo conmutador. Se puede controlar reduciendo la
velocidad de subida de la forma de onda de ataque al conmutador.
Construcción de componentes magnéticos: El
núcleo del transformador debe tener forma de un circuito
magnético cerrado para restringir la radiación
magnética. Un toroide es una configuración
óptima aunque puede no resultar práctica debido a
las dificultades del bobinado o a las pérdidas de
potencia.
Fuentes de alimentación conmutadas Acoplamiento capacitivo
a masa: La alta dv/dt en el instante de conmutación se
acoplará capacitivamente a masa y creará corrientes
parásitas en modo común. La solución es
reducir al mínimo la dv/dt así como la capacitancia
de acoplamiento. La dv/dt se reduce mediante un amortiguador y
manteniendo bajos los niveles de di/dt así como la
inductancia de fuga del transformador. Blindaje capacitivo: El
acoplamiento capacitivo se reduce al proporcionar pantallas
electrostáticas adecuadas, sobre todo en el transformador
y en el disipador térmico del aparato. Destaca la
conexión adecuada de la pantalla; a cualquier ruta de
alimentación y no a masa. Incluso si el transformador no
está apantallado, su construcción puede ayudar o
impedir el acoplamiento capacitivo de primario a secundario.
Separar los bobinados en diferentes devanados reduce su
capacitancia pero aumenta su inductancia de fuga.
Fuentes de alimentación conmutadas El acoplamiento es
mejor entre nodos de alta dv/dt; por tanto, el extremo del
bobinado que está conectado a Vcc o masa puede proteger al
resto del bobinado en un diseño de capas múltiples.
Una pantalla externa de lámina metálica a 0 V
también reducirá al acoplamiento de alta dv/dt en
la parte exterior del bobinado a otras partes del circuito. La
separación física de las partes que transportan una
dv/dt alta es deseable, aunque difícil de realizar en
productos compactos. Una alternativa es el apantallado adicional
del componente o componentes culpables.
Fuentes de alimentación conmutadas Interferencia en modo
diferencial: La interferencia de modo diferencial está
causada por la tensión que se transforma a través
de la impedancia finita del condensador de filtro en una di/dt
alta. Es casi siempre la fuente de interferencia dominante en los
armónicos más bajos de conmutación. Una
inductancia en serie y una capacitancia paralela en el lado de la
salida atenuará la tensión transferida a los
terminales de salida. Cuando se compruebe el rendimiento de un
filtro en modo diferencial, hay que asegurarse siempre de
comprobarlo a la potencia de entrada máxima de
funcionamiento. No sólo las corrientes de
conmutación más altas generan más ruido,
sino que la corriente máxima de entrada de la red puede
llevar al inductor o a los inductores de filtro hacia la
saturación y hacerlo ineficaz.
Fuentes de alimentación conmutadas Ruido de salida: Los
picos parásitos de conmutación son
característicos de la salida de CC de todas las
alimentaciones conmutadas, sobre todo por la impedancia finita
del filtro de salida. Estos picos parásitos salen de la
unidad por las líneas de salida en los modos diferencial y
común y pueden volver a emitir radiación sobre
otros cables o acoplarse a masa generando interferencias en modo
común. Es preferible un condensador ESL, pero se puede
obtener una buena supresión en modo diferencial, como con
la entrada, con un filtro de sección L de alta frecuencia.
La abrupta recuperación inversa característica del
diodo o diodos rectificadores de salida puede crear transitorios
y oscilaciones transitorias de frecuencia extremadamente alta. Se
pueden atenuar utilizando diodos de recuperación menos
abrupta o colocando los diodos en paralelo con una red
amortiguadora RC.
Diseño con vistas a la inmunidad Un circuito basado en un
procesador tiene tendencia a corromperse por culpa de
transitorios rápidos que provoquen la aparición de
estados falsos. Es necesario tomar muchas precauciones para
evitar que cualquier circuito sincronizado sea susceptible a la
interferencia entrante. Las señales analógicas se
ven más afectadas por la interferencia continua, que se
rectifica por elementos de circuito no lineales alterando la
polarización o el nivel de la señal. Se mejora la
inmunidad de los circuitos analógicos reduciendo al
mínimo el ancho de banda del amplificador, aumentando todo
lo posible el nivel de señal, utilizando configuraciones
equilibradas y aislando eléctricamente la E/S que se
conectará a circuitos eléctricos
“sucios”.
Principios de inmunidad en los circuitos lógicos Alejar
las trayectorias de interferencia de los circuitos lógicos
críticos: Estructuración Filtrar y aislar las E/S
Utilizar lógica con umbral de ruido alto Utilizar
algún método de protección Adoptar
tácticas de protección defensivas
Sin importar lo buena que sea la inmunidad del circuito, siempre
habrá un transitorio que la venza. Cada microprocesador
debe incluir un protector. Se deben utilizar técnicas
informáticas para reducir al mínimo los efectos de
la corrupción.
Circuitos digitales: trayectorias de interferencia La
mayoría de la interferencia crítica en los
circuitos basados en microprocesador se lleva a masa, tanto si se
trata de RF en modo común como de transitorios. El
daño se hace por la transformación del ruido de
tierra en modo común a ruido en modo diferencial en los
nodos sensibles de señal. Esto ocurre por una alta
impedancia de transferencia en modo común a diferencial
provocada por una mala disposición de la placa de circuito
impreso. Las interferencias en modo diferencial no se
propagarán mucho en el circuito desde las interfaces
externas, de modo que se debe estructurar el circuito para alejar
las corrientes parásitas de masa de los circuitos
lógicos. Si la estructuración no basta habrá
que filtrar los cables de E/S o aislarlos para definir una
trayectoria preferente y segura de corriente para la
interferencia. Los campos de RF radiados que generan tensiones en
modo diferencial internamente se manejan del mismo modo que las
emisiones diferenciales RF, al reducir al mínimo el
área del bucle, y al restringir el ancho de banda de los
circuitos susceptibles donde sea posible.
Transitorios y trayectorias de interferencia
Trayectorias de interferencia y ESD Una descarga puede ocurrir en
cualquier parte expuesta del equipo. Los puntos
problemáticos más normales son: -Teclados y mandos
-Cables externos -Partes metálicas accesibles Una descarga
a un objeto conductor cercano producirá altas corrientes
locales que inducirán a su vez corrientes dentro del
equipo mediante un acoplamiento por impedancia
común.
ESTA PRESENTACIÓN CONTIENE MAS DIAPOSITIVAS DISPONIBLES EN
LA VERSIÓN DE DESCARGA