- S: Kurzschluss; - R: zu spezifizierende ... - Semikron

3 Datenblattangaben für MOSFET, IGBT, Dioden und Thyristoren 

- S: Kurzschluss; 

- R: zu spezifizierende Widerstandsbeschaltung; 

- V: zu spezifizierende, externe Spannung; 

- X: zu spezifizierende Widerstandsbeschaltung und externe Spannung 

Vor oder nach den Anschlussindizes (z.B. V (BR)DS bzw. V GE(th) oder V CEsat ) können weitere Indexkürzel 

zur Kennzeichnung von Parametern - mit oder ohne Einklammerung sowie in Groß- oder 

Kleinschreibung - angeordnet sein, z.B.: 

- (BR): Durchbruchspannung („Break“); 

- sat: Sättigungsspannung („saturation“); 

- (th): Schwellenspannung („threshold“); 

- clamp: durch externe Beschaltungsmaßnahmen begrenzte Spannung. 

Versorgungsspannungen erhalten den Index des Bezugsanschlusses in zweifacher Schreibweise, 

z.B. V GG (Versorgungsspannung des Gate-Emitter-Stromkreises), V CC , V DD . 

Ströme: Es wird als Index nur die Kurzbezeichnung des Bauelementeanschlusses verwendet 

(z.B. G=Gate, C=Collector), in den der Strom hineinfließt (z.B. I G für Gatestrom). Positive Zahlenwerte 

kennzeichnen positive Ströme. Bei Dioden wird als Index „F“ für Ströme in Durchlassrichtung 

(Anode-Kathode) und „R“ für Ströme in Sperrrichtung (Kathode-Anode) verwendet. Ausnahmen 

sind Sperr- und Leckströme, bei denen mit einem zweiten Index der zweite Anschluss für die 

angelegte Sperrspannung bezeichnet wird. Hier kann dann mit den gleichen Abkürzungen wie für 

die Spannung ein zusätzlicher dritter Index den Beschaltungszustand zwischen dem Anschluss 

mit Index 2 und einem nicht bezeichneten 3. Anschluss angeben werden, z.B. I GES . Vor oder nach 

den Anschlussindizes können weitere Kürzel - mit oder ohne Einklammerung sowie in Groß- oder 

Kleinschreibung - angeordnet sein, z.B.: 

- av : Mittelwert (average value), 

- rms: Effektivwert (root mean square), 

- M: Spitzenwert (maximum), 

- R: periodisch (repetitive), 

- S: nichtperiodisch (spike), 

- puls: gepulster (Gleichstrom). 

Thermische Größen: Temperaturen werden immer mit einem großen T bezeichnet. Die meist 

verwendeten Indizes sind: 

- j Sperrschicht (junction), alt auch „vj“ für virtual junction 

- c Gehäuse (case), hier ist die wärmeabführende Bodenplatte gemeint 

- s Kühlkörper (sink), alt auch „h“ für heatsink 

- r Referenzpunkt (reference), in der Regel integrierter Temperatursensor 

- a Umgebung (ambient), hier ist meist die Kühlmitteltemperatur gemeint 

Temperaturdifferenzen wie auch thermische Widerstände (R th ) bzw. Impedanzen (Z th ) werden mit 

einem Bindestrich getrennt und mit den beiden Punkten bezeichnet, zwischen denen sie gelten, 

also z.B. DT (j-a) oder R th(c-s) . 

Mechanische Größen: Diese Größen beziehen sich vor allem auf die Montage der Bauelemente. 

Wesentliche Größen sind Anzugsmomente M für Schraubanschlüsse und Kühlkörpermontage, 

Zugkräfte F an Anschlüssen und Oberflächenbeschaffenheiten von Montageflächen. 

Weitere Symbole: Die Terminologie der weiteren zur Anwendung kommenden Symbole für elektrische 

Größen lehnt sich weitgehend an die der Spannungen und Ströme an. Als Indizes sind 

(meist eingeklammert) auch Bezeichnungen der Schaltzustände (on), (off) möglich. 

132

3.1.3 Grenzwerte, Kennwerte 


Grenzwerte und Kennwerte werden tabellarisch gegeben, sie können zusätzlich auch in Form von 

Diagrammen veröffentlicht werden. 

Grenzwerte (Ratings) 

Die in den Datenblättern aufgeführten Grenzwerte der Module bezeichnen Extremwerte der ohne 

Zerstörungsgefahr zulässigen elektrischen, thermischen und mechanischen Belastung. Eine 

„normale“ Bauteilalterung tritt allerdings auch innerhalb dieser Grenzen auf. Jeder Grenzwert 

ist unter genau festgelegten Bedingungen spezifiziert, deren Angabe unverzichtbar ist. Andere 

Umgebungsbedingungen können zu anderen Grenzwerten führen, bei denen nur zu einigen Abhängigkeiten 

Kenntnisse existieren. Die Grenzwerte sind absolut, d.h. die Überschreitung auch 

nur eines der Grenzwerte kann zur Zerstörung des Bauelementes führen, auch wenn andere 

Grenzwerte nicht ausgenutzt werden. Zusätzlich zu den „statischen“ Grenzwerten existieren „dynamische“ 

Grenzwerte, d.h. Grenzen für den zulässigen Verlauf des Arbeitspunktes (Strom/Spannung) 

während des Schaltens. Wenn nicht anders angegeben, gelten die in den Datenblättern 

aufgeführten Grenzwerte bei einer Chip- oder Gehäusetemperatur von 25°C, d.h. bei höheren 

Temperaturen sind meist Deratings zu beachten. 

Kennwerte (Characteristics) 

Kennwerte beschreiben die unter bestimmten Messbedingungen (meist anwendungsnah) ermittelten 

Eigenschaften der Bauelemente. Auch hier trifft zu, dass jeder Kennwert unter genau festgelegten 

Randbedingungen gilt, deren Angabe unverzichtbar ist, da manche dieser Bedingungen 

nicht einheitlich festgelegt sind. Kennwerte werden oft als typische Werte mit einem Streubereich 

angegeben. Als Bezugstemperaturen (Chip- oder Gehäusetemperatur) sind 25°C und meist eine 

zweite hohe Temperatur z.B. 125°C oder 150°C üblich. Bei davon abweichenden Temperaturen 

müssen hier die Temperaturabhängigkeiten berücksichtigt werden (vgl. Kap. 2). 

3.1.4 Bauteil-(Typen-) Bezeichnung 

Stromklasse (& SchaltungsBlockierspan- Gehäuseform Gehäusegröße) kürzelnung (*100V) Chip 

SKM 200 GB 12 6 

(Mini)SKiiP 39 AC 12 T4 

SK 30 GD 06 5 

SEMiX 453 GAL 12 E4 

SKiM 606 GD 06 6 

SKiiP 1814 GB 17 E4 

Die Stromklasse ist meist (mit Ausnahme des MiniSKiiP) der Nennstrom für eine spezifizierte Gehäuse- 

oder Kühlkörpertemperatur in A. Die letzte Ziffer der Stromklasse wird als Gehäusekennzeichen 

genutzt. Beispiel: SEMiX453… ist ein 450 A Bauelement im SEMiX3-Gehäuse. 

Wichtigste Schaltungskürzel für IGBT Module sind (vgl. Kap. 2.5.2.7): 

- GB Halbrückenzweig 

- GA Einzelschalter 

- GD/AC Drehstrombrücke 

- GAL/GAR Einzelschalter mit Freilaufdiode für Chopper- (DC/DC-Wandler) Schaltungen 

Weitere Details sind in den „Technical Explanations“ für jede Gehäuseform gegeben. 

133


3.2 Netzdioden und Thyristoren 

Die in diesem Kapitel erklärten Datenblattangaben stehen nicht immer für jedes Bauelement zur 

Verfügung. 

3.2.1 Temperaturen 

Ersatzsperrschichttemperatur Tj Es ist der Temperaturwert, der einem Gebiet im Inneren eines Halbleiterbauelements zugeschrieben 

wird, in dem eine gedachte Wärmequelle die von den elektrischen Verlusten herrührende 

Wärmeleistung liefert. Die Ersatzsperrschichttemperatur T ist eine virtuelle Größe, sie kann nicht 

j 

direkt gemessen werden. Sie stellt einen theoretischen Mittelwert dar, die reelle Temperatur am 

pn-Übergang eines Chips kann davon lokal deutlich abweichen. Dieser Effekt verstärkt sich mit 

zunehmender Chipgröße. 

Bild 3.2.1 Der untere Teil zeigt die Infrarotaufnahme eines stromdurchflossenen, gebondeten Chips mit 

12x12 mm² aktiver Fläche, rechts davon die den Falschfarben zugeordneten Temperaturen. 

Der obere Bildteil zeigt als Auswertung dieser Infrarotaufnahme die diagonal über den Chip 

gemessene Temperatur. 

Bild 3.2.1 zeigt die Temperaturverteilung, gemessen in der Diagonale eines stromdurchflossenen 

Chips. Man erkennt die großen Temperaturunterschiede (DT = 41,8°C) zwischen den Ecken und 

der heißesten Stelle des Chips. Der keinen Strom führende Gatebereich und die Abschattung der 

Wärmestrahlen durch die Bonddrähte sind deutlich zu erkennen. Die nach der üblichen Messmethode, 

nämlich mittels des negativen Temperaturkoeffizienten der Durchlassspannung, gemessene 

Temperatur entspricht dem Mittelwert der über die aktive Fläche mit Infrarot gemessenen oder 

durch Simulation errechneten lokalen Chiptemperaturen. 

Bild 3.2.2 beschreibt die Messmethode für die Ersatzsperrschichttemperatur T j , die bei allen bipolaren 

Bauelementen zur Anwendung kommen kann. Bei niedrigen Strömen ist der Temperaturkoeffizient 

der Durchlassspannung negativ. Rechts ist der lineare Zusammenhang zwischen 

Durchlassspannung V ce bei konstantem Strom und der Temperatur demonstriert. Kennt man bei- 

134


spielsweise die Durchlassspannungen V ce (1) bei 25°C und V ce (3) bei 150°C, so kann man die 

Chiptemperatur X leicht aus der gemessenen Durchlassspannung V ce (2) zurückrechnen (Bedingung 

ist gleicher Messstrom). 

Die höchstzulässige Ersatzsperrschichttemperatur ist bei Leistungshalbleitern der wichtigste 

Grenzwert und zugleich Bezugstemperatur für die meisten Kennwerte. Die Ersatzsperrschichttemperatur 

T j kann aus der (messbaren) Gehäusetemperatur, der Verlustleistung und dem (im Datenblatt 

angegebenen) Wärmewiderstand berechnet werden, um zu kontrollieren, ob der höchstzulässige 

Wert eingehalten wird (vgl. Kap. 4.1). 

Bild 3.2.2 Temperaturabhängigkeit der Durchlassspannung V ce eines bipolaren Bauelements 

Gehäusetemperatur T c , Bezugspunkttemperatur T r 

Temperatur an einer festgelegten Stelle des Gehäuses. Bei kunststoffgekapselten Kleinleistungsbauelementen 

unterscheidet man Gehäusetemperatur (gemessen an der Oberfläche des Kunststoffgehäuses) 

und Bezugspunkttemperatur T r (gemessen an einem bestimmten Punkt eines Anschlusses). 

Bei Bauelementen mit Metallgehäusen werden beide Begriffe sinngleich verwendet. 

Bei Bauelementen mit integriertem Temperatursensor ist T r die Temperatur des Sensors. 

Kühlkörpertemperatur Ts Temperatur des Kühlkörpers (heat sink). Die Temperatur T wird an einer festgelegten Stelle im 

s 

Kühlkörper oder auf der Kühlkörperoberfläche neben einem Leistungshalbleiter gemessen. 

Umgebungstemperatur Ta Temperatur, mit der das Kühlmittel, zum Beispiel Luft, dem Halbleiterbauelement bzw. seiner Kühleinrichtung 

zuströmt. Die Strömung kann durch Konvektion bedingt sein (natürliche Kühlung) oder 

durch einen Lüfter / eine Pumpe bewirkt werden (forcierte Kühlung). Bei Flüssigkeitskühlung ist Ta die Temperatur der Kühlflüssigkeit und wird gelegentlich auch mit T bezeichnet. 

w 

Betriebstemperaturbereich 

Bereich der Gehäuse-, Umgebungs-, Kühlmittel- oder Wärmeträgertemperaturen, innerhalb dessen 

ein Halbleiterbauelement elektrisch beansprucht werden darf. Die obere Grenze des Betriebstemperaturbereichs 

ist identisch mit der höchstzulässigen Ersatzsperrschichttemperatur. Hier 

erreicht die zulässige elektrische Beanspruchung den Wert Null, und alle eingangs genannten 

Temperaturwerte werden daher gleich der höchstzulässigen Ersatzsperrschichttemperatur. 

Lagerungstemperaturbereich Tstg Temperaturbereich, innerhalb dessen ein Halbleiterbauelement, das elektrisch nicht beansprucht 

wird, gelagert oder transportiert werden darf. 

135


3.2.2 Thermische Impedanz und thermischer Widerstand 

Die thermische Impedanz ist definiert als ein Quotient der Zeitfunktion einer Temperaturdifferenz 

dividiert durch die eingeprägte Verlustleistung. Sie wird als Diagramm in Abhängigkeit von der Zeit 

in den Datenblättern angegeben. 

Der statische Endwert ist der thermische Widerstand. Dieser ist als Kennwert in den Datenblättern 

angegeben. Je nach Wahl der Messpunkte der beiden Temperaturwerte unterscheidet man z.B.: 

- Z / R Sperrschicht-Gehäuse 

th(j-c) th(j-c) 

- Z / R Gehäuse-Kühlkörper 

th(c-s) th(c-s) 

- Z / R Kühlkörper-Umgebung 

th(s-a) th(s-a) 

- Z / R Sperrschicht-Umgebung 

th(j-a) th(j-a) 

Da T und T von der Lage des Messpunktes abhängig sind, können sich ihre Anteile am thermi- 

c s 

schen Gesamtwiderstand verschieben. In der Summe muss jedoch immer gelten (sinngemäß 

auch für Z ): th 

R + R + R = R th(j-c) th(c-s) th(s-a) th(j-a) 

Berechnungen mit dem thermischen Widerstand sind anwendbar bei reinen Gleichgrößen und für 

die Ermittlung von Temperaturmittelwerten periodischer Funktionen. Normalerweise sind jedoch 

der Strom im Halbleiterbauelement und damit auch die Verlustleistung zeitabhängige Größen. Bei 

Netzgleichrichtern schwanken die Verluste und Temperaturen mit der Netzfrequenz um einen Mittelwert. 

Im Maximum der Belastung ergibt sich eine höhere Ersatzsperrschichttemperatur T als sich 

j 

bei Gleichstrombelastung oder bei Berechnung mit einer mittleren Verlustleistung P /P und R FAV TAV th 

einstellen würde. Die Höhe der Temperaturschwankung ist abhängig von der Stromform und der 

Leitdauer innerhalb einer Netzperiode. Mit Hilfe der thermischen Impedanz kann für jeden beliebigen 

Zeitverlauf der Verlustleistung P(t) die aktuelle Sperrschichttemperatur T (t) berechnet werden. 

j 

In Datenblättern älterer Bauelemente sind wegen der damals eingeschränkten Rechenmöglichkeiten 

noch Hilfsgrößen angegeben. Diese sollen dem Anwender ermöglichen, die von der Last 

bedingte Verlustleistungs- und Temperaturschwankung auf Grund der Betriebsfrequenz mit zu 

berücksichtigen. Physikalisch nicht korrekt, aber als mathematisches Hilfsmittel wird der statische 

R mit einem Korrekturfaktor multipliziert, um von der mittleren auf die Maximaltemperatur hoch- 

th 

zurechen (Bild 3.2.3). Dieser als reine Rechengröße oder als Diagramm ausgegebene „R “ gilt th 

für die angegebene Stromform und den Leitwinkel bei Frequenzen von 40…60 Hz. Die Angabe 

„Rec120“ bedeutet also „rechteckiger Strom mit einer Leitdauer von 120°“. 

136


Bild 3.2.3 Mit einem Korrekturfaktor multiplizierter R th(j-c) eines diskreten 100 A – Thyristors zur Berechnung 

der Temperaturschwankung als Funktion des Stromflusswinkels Q und der Stromform 

Solche Hilfsmittel sind auch die thermische Pulsimpedanz Z th(p) und die thermische Zusatzimpedanz 

Z th(z) . 

Z th(p) = Z th + Z th(z) 

Mit der thermischen Impedanz wird die Temperaturveränderung für eine Zeit nach dem Anlegen 

einer Verlustleistung berechnet. Hierfür wird in der Regel die über eine Periode der Netzfrequenz 

gemittelte Verlustleistung P TAV herangezogen. Auch diesem Temperaturanstieg ist eine Schwankung 

mit der Betriebsfrequenz überlagert. Diese Schwankung kann analytisch mit Hilfe der thermischen 

Impedanz für Einzelpulse und Pulsfolgen berechnet werden (Kap. 5.2.2.3 „Sperrschichttemperatur 

bei Kurzzeitbetrieb“). Physikalisch nicht korrekt wird als mathematisches Hilfsmittel in 

älteren Datenblättern ein Zusatzwert für die thermische Impedanz angegeben, um von der mittleren 

Verlustleitung auf die Maximaltemperatur zurückzuschließen. Beispielhaft sind in Bild 3.2.4 

solche Zusatzimpedanzen für verschiedene Stromflusswinkel und Stromformen angegeben. 

Bild 3.2.4 Z th eines diskreten 100 A-Thyristors zum Gehäuse (Z th(j-c) ) und zum Kühlkörper Z th(j-s) und mathematisches 

Hilfsmittel Z th(z) zur Berechnung der Temperaturschwankung bei Netzfrequenz für 

verschiedene Stromwinkel und Stromformen 

137


3.2.3 Mechanische Daten 

In den Datenblättern sind auch Angaben zu den mechanischen Daten enthalten. In einer Maßskizze 

sind die Abmessungen eingetragen. Angegeben sind auch die internen und/oder genormten 

Gehäusebezeichnungen. Oft ist auch zusätzlich ein Foto des Bauelementes in den Datenblättern 

enthalten. Zu den weiteren Angaben gehören das Gewicht (w oder m) und die Maximal- und Minimalwerte 

der Anzugsdrehmomente für das Festschrauben des Bauelements am Kühlkörper M s 

und für das Befestigen der Anschlüsse M t . Die maximal zulässige Beschleunigung a ist ebenfalls 

in den Datenblättern enthalten. 

3.2.4 Netzdioden 

3.2.4.1 Grenzwerte 

Stoßspitzenspannung VRSM Höchster Augenblickswert eines nichtperiodischen Sperrspannungsimpulses von weniger als 

etwa 1 ms Dauer (Bild 3.2.5). 

Bild 3.2.5 Beispiel für einen Spannungsverlauf mit Scheitelsperrspannung V RWM , periodischer Spitzensperrspannung 

V RRM und Stoßspitzensperrspannung V RSM 

Periodische Spitzensperrspannung VRRM Höchster Augenblickswert periodischer Sperrspannungspulse von weniger als etwa 1 ms Dauer 

(Bild 3.2.5). Alle Sperrspannungsgrenzwerte gelten von 25°C bis zur maximalen T . j 

Dauergrenzstrom IFAV Höchstzulässiger Mittelwert des Durchlassstromes, gemittelt über eine volle Periode der Betriebsfrequenz. 

Er hängt ab von der Stromkurvenform, dem Stromflusswinkel und den Kühlbedingungen. 

Er wird daher meist als eine Schar von Kurven in Abhängigkeit von der Gehäusetemperatur 

(bei Kleinleistungsdioden auch von der Umgebungstemperatur) angegeben (Bild 3.2.6). Als 

orientierender Zahlenwert wird der Dauergrenzstrom für eine Sinus-Halbschwingung der halben 

Periodendauer (Stromflusswinkel 180°) bei einer angegebenen Gehäusetemperatur von 80°C bis 

100°C (bei Kleinleistungsdioden 45°C Umgebungstemperatur) besonders herausgestellt. 

Bei Betrieb mit dem Dauergrenzstrom wird die höchstzulässige Ersatzsperrschichttemperatur erreicht. 

Daher ist aus diesem Betrieb heraus keinerlei Überlastung zulässig. Lediglich im Störungsfall 

(der nur selten während der Lebenszeit der Gleichrichterdiode eintreten darf) ist eine 

Überlastung bis zum Stoßstrom-Grenzwert zulässig. Mit Rücksicht auf mögliche Veränderungen 

der Kühlbedingungen (z.B. Staubablagerung), Erhöhung der Umgebungstemperatur, Erwärmung 

durch benachbarte Bauteile usw. wird empfohlen, den Dauergrenzstrom nur zu etwa 80% auszunutzen. 

Der Anstieg des Dauergrenzstroms mit abnehmender Gehäusetemperatur bricht bei 

Erreichen des höchstzulässigen Durchlassstrom-Effektivwertes (hier 150 A) ab, da dieser im Dau- 

138


erbetrieb auch bei niedriger Gehäusetemperatur T c nicht überschritten werden darf. Beispiel: Bei 

Sinus-Halbschwingungen ist 

Bild 3.2.6 Dauergrenzstrom I FAV einer 70 A-Gleichrichterdiode als Funktion der Gehäusetemperatur T c 

Parameter: Stromkurvenform (reiner Gleichstrom: cont., Sinus-Halbschwingungen: sin. 180, 

Rechteckpulse 180°, 120°, 60°: rec. 180, rec. 120, rec. 60) 

Durchlassstrom-Effektivwert IFRMS Effektivwert des Durchlassstromes, gemittelt über eine volle Periode der Betriebsfrequenz. Der 

höchstzulässige Wert gilt für beliebige Stromkurvenformen, Stromflusswinkel und Kühlbedingungen. 

Er ist bedingt durch die Strombelastbarkeit der Verbindungen im Inneren des Diodengehäuses 

und der äußeren Anschlüsse. 

Stoßstrom-Grenzwert IFSM Scheitelwert eines Durchlassstromstoßes in Form einer Sinus-Halbschwingung von 10 ms oder 

8,3 ms Dauer (50 oder 60 Hz), den die Diode im Störungsfall (Kurzschluss) ohne Schaden übersteht, 

wenn er nur selten während der Lebenszeit der Diode auftritt. Der Wert für 8,3 ms ist etwa 

um 10% höher als der 10 ms-Wert. Der Stoßstrom-Grenzwert wird ermittelt als höchster Strom, 

den alle Bauelemente einer Anzahl von Mustern während der Produktqualifizierung gerade noch 

überlebt haben. Darüber hinaus werden auch Werte für Halbschwingungsdauern unter 8,3 ms 

sowie für mehrere aufeinander folgende Halbschwingungen in Form von Kurven (Bild 3.2.7, sog. 

Grenzstromkennlinien) angegeben. 

Bei der Beanspruchung einer Gleichrichterdiode mit dem Stoßstrom-Grenzwert werden kurzzeitig 

Sperrschichttemperaturen bis zu 400°C erreicht. Tritt daher unmittelbar im Anschluss an eine 

Beanspruchung mit dem Stoßstrom-Grenzwert eine Sperrspannung auf (selbstheilender Kurzschluss), 

so sind geringere Stoßstrom-Grenzwerte zulässig als ohne nachfolgende Spannungsbeanspruchung. 

Die Werte oberhalb 10 ms gelten für Sinus-Halbschwingungen von 10 ms Dauer, die im Abstand 

von 20 ms aufeinander folgen. 

139


Bild 3.2.7 Im Störungsfall zulässige Überströme I F(OV) einer 70 A-Diode im Verhältnis zum Stoßstrom- 

Grenzwert für 10 ms I FSM bei verschiedenen Sperrspannungsbeanspruchungen unmittelbar 

nach dem Ende der letzten Stromhalbschwingung als Funktion der Zeit t 

- 0 · V RRM : Ohne Sperrspannungsbeanspruchung 

- ½ · V RRM : Beanspruchung mit der Hälfte der höchstzulässigen periodischen 

Spitzensperrspannung 

- 1 · V RRM : Beanspruchung mit dem vollen Wert 

Grenzlastintegral i²t 

Bezugsgröße für die Auswahl der für den Kurzschlussschutz erforderlichen Sicherung (vgl. 

Kap. 4.4). Das Grenzlastintegral errechnet sich aus dem Stoßstromgrenzwert I FSM nach der Formel: 

Darin bedeutet t hw die Dauer der Sinus-Halbschwingung, für die I FSM gilt. Bei 50 Hz ist also 

t hw /2 = 0,005 s. i²t hat bei 50 Hz und 60 Hz praktisch den gleichen Wert, da der um 10% höhere 

I FSM durch die geringere t hw ausgeglichen wird: 1,1² · 8,3 ≈ 10. 

Stoßspitzen-Sperrverlustleistung P RSM (bei Avalanche-Gleichrichterdioden) 

Höchster Augenblickswert der von einem nichtperiodischen Sperrstromimpuls verursachten Verlustleistung. 

Wird angegeben als Funktion der Impulsdauer bei einer Ersatzsperrschichttemperatur 

entsprechend 80% des Dauergrenzstroms, der unter den gegebenen Kühl- und Betriebsbedingungen 

zulässig ist (Bild 3.2.8). 

140


Bild 3.2.8 Stoßspitzen-Sperrverlustleistung P RSM (t < 1 s, Durchlassstrom-Belastung 0,8 •I FAV ) und periodische 

Spitzensperrverlustleistung P RRM (t > 1 s, keine Durchlassstrom-Belastung) einer 20 A- 

Avalanche-Gleichrichterdiode als Funktion der Zeit t 

3.2.4.2 Kennwerte 

Durchlassspannung V F 

Spannung an den Anschlüssen als Folge eines in Durchlassrichtung fließenden Stromes I . Als F 

Vergleichswert sowie für Kontrollmessungen wird der Höchstwert der Durchlassspannung V bei F 

einem bestimmten Strom I sowie bei 25°C Ersatzsperrschichttemperatur angegeben. Darüber 

F 

hinaus ist es üblich, die Durchlasskennlinie, d.h. die Augenblickswerte des Durchlassstroms i als F 

Funktion der Augenblickswerte der Durchlassspannung v bei 25°C sowie bei der höchstzulässi- 

F 

gen Ersatzsperrschichttemperatur anzugeben (Bild 3.2.9). 

Schleusenspannung V (T0) 

Spannung, die dem Schnittpunkt einer sich der Durchlasskennlinie annähernden Geraden mit der 

Spannungsachse entspricht (Bild 3.2.9). 

Ersatzwiderstand rf Widerstandswert, der sich aus dem Neigungswinkel der sich der Durchlasskennlinie annähernden 

Geraden errechnet. Für die Berechnung der Durchlass-Verlustleistung ersetzt man die Durchlasskennlinie 

durch eine Gerade, die der Gleichung v = V + r · i genügt (Bild 3.2.9). Dabei werden 

F (T0) f F 

in der Regel V und r für diejenige Ersatzwiderstandsgerade angegeben, die der Durchlasskenn- 

(T0) f 

linie bei der maximalen Betriebstemperatur für eine solche Diode entspricht, deren Durchlassspannung 

V bei 25°C den für die Stückprüfung gültigen Höchstwert hat. Die Ersatzwiderstandsgerade 

F 

schneidet die Durchlasskennlinie im Heißen bei 1x I und 3x I (blaue Punkte in Bild 3.2.9). 

FAV FAV 

141


Bild 3.2.9 Durchlasskennlinien einer Gleichrichterdiode (typisch und maximal) bei zwei verschiedenen 

Ersatzsperrschichttemperaturen T j ; rot gepunktet: Ersatzwiderstandsgerade, aus der V (T0) und r f 

bestimmt werden; r f ergibt sich aus dem Neigungswinkel der Geraden 

Durchlass-VerIustleistung P F 

Verlustleistung infolge des Durchlassstroms. In der Regel wird der Mittelwert P FAV , gemittelt über 

eine volle Periode der Betriebsfrequenz, als Funktion des mittleren Durchlassstroms I FAV angegeben, 

und zwar als Kurvenschar für Sinus-Halbschwingungen sowie für rechteckförmige Ströme mit 

verschiedenen Stromflusswinkeln (Bild 3.2.10). Der Augenblickswert P F und der Mittelwert P FAV der 

Durchlass-Verlustleistung werden aus der Schleusenspannung \/ (T0) und dem Ersatzwiderstand r f 

nach folgenden Gleichungen berechnet: 

142 

bei Rechteckpulsen 

bei Sinushalbschwingungen 

Dabei ist Q der Stromflusswinkel; i f , l FAV und I FRMS sind Augenblickswert, Mittelwert und Effektivwert 

des Durchlassstromes, für den die Verlustleistung berechnet werden soll.


Bild 3.2.10 Durchlass-Verlustleistung P FAV als Funktion des Durchlassstrom-Mittelwertes I FAV einer 70 A- 

Diode bei reinem Gleichstrom (cont.), Sinus-Halbschwingungen 180° (sin. 180) und bei Rechteckstrompulsen 

60° (rec. 60) bis 180° (rec. 180) 

Sperrverzögerungsladung Qrr Gesamt-Ladungsmenge, die nach dem Umschalten von einer bestimmten Durchlassstrom-Belastung 

auf eine bestimmte Beanspruchung in Sperrrichtung aus der Diode in den äußeren Stromkreis 

abfließt. Sie hängt ab von der Steilheit des abklingenden Stroms -di /dt, dem Durchlassstrom 

F 

I unmittelbar vor dem Umschalten und der Ersatzsperrschichttemperatur (Bild 3.2.11). 

FM 

Rückstromspitze IRRM Spitzenwert des Sperrstroms nach dem Umschalten von Durchlassstrombelastung auf Sperrbeanspruchung 

(bei Schaltungen, die ein freies Ausschwingen des Stromes gestatten) (Bild 3.2.11). 

Der höchstmögliche Wert der Rückstromspitze kann aus der Sperrverzögerungsladung Q und rr 

der Abklingsteilheit des Stromes -di /dt nach folgender Formel berechnet werden (Q → 0): 

F f 

143


Bild 3.2.11 Strom- und Spannungsverlauf in einer Gleichrichterdiode beim Übergang vom Durchlass- in 

den Sperrzustand 

Sperrverzögerungszeit t rr 

Zeit, die der Sperrstrom benötigt, um nach sprungartigem Umschalten von Durchlassstrom-Belastung 

auf Sperrbeanspruchung den stationären Wert zu erreichen (Bild 3.2.11). t rr errechnet sich 

aus Q rr und I RRM nach der Formel: 

Rückstrom-Fallzeit tf Zeitspanne, während der der Sperrstrom von der Rückstromspitze I auf den stationären Wert 

RRM 

abklingt. 

Speicherzeit tS Zeitspanne zwischen Stromnulldurchgang und Erreichen der Rückstromspitze. 

Durchlassverzögerungszeit tfr Zeit, die die Durchlassspannung benötigt, um nach sprungartigem Einschalten eines bestimmten 

Durchlassstroms den stationären Wert zu erreichen. 

144

Durchbruchspannung V (BO) bei Avalanche-Gleichrichterdioden 


Spannung in Rückwärtsrichtung, bei welcher der steile Anstieg des Sperrstroms infolge des Lawineneffekts 

beginnt (Bild 2.2.2). Sie wird als Mindestwert für 25°C angegeben. Mit steigender 

Temperatur nimmt die Durchbruchspannung zu. 

Sperrstrom IR Angegeben wird der Höchstwert bei 25°C und bei einer Spannung, die gleich der höchstzulässigen 

periodischen Spitzensperrspannung V ist. 

RRM 

3.2.4.3 Diagramme 

Dieses Kapitel enthält einige Hinweise zu den in den Datenblättern enthaltenen Diagrammen. 

Wird das Diagramm an anderer Stelle ausführlicher erklärt, so erfolgt ein Verweis dahin. 

Verlustleistung P FAV und Gehäusetemperatur T c 

Bild 3.2.12 zeigt die im Bauelement entstehende Verlustleistung P FAV , die bei den verschiedenen 

Stromformen in Abhängigkeit vom Durchlassstrom-Mittelwert I FAV entsteht (vgl. Kap. 3.2.4.2 

Kennwerte). Bei der links senkrecht aufgetragenen Verlustleistung P FAV ist die rechts senkrecht 

aufgetragene Gehäusetemperatur T c zulässig. Empfohlen wird ein Durchlassstrom-Mittelwert von 

0.8 · I FAV . 

a) b) 

Bild 3.2.12 a) Verlustleistung P als Funktion des Durchlassstrom-Mittelwertes I bei verschiedenen 

FAV FAV 

Stromformen; b) Gehäusetemperatur T in Abhängigkeit von der Umgebungstemperatur T ; 

c a 

Parameter ist der Wärmewiderstand Gehäuse-Luft R des Kühlkörpers einschließlich des 

th(c-a) 

Übergangswärmewiderstandes einer 70 A-Diode 

Bei dem im Bild 3.2.12 rot eingezeichneten Beispiel kann man ablesen: bei einer Umgebungstemperatur 

T von 40°C und einem Wärmewiderstand vom Gehäuse zur Luft R = 1 K/W darf 

a th(c-a) 

die Gehäusetemperatur höchstens 130,5°C betragen. Bei einer in dem Bauelement entstehenden 

Verlustleistung von P = 90 W wird der pn-Übergang der Diode auf die maximal zulässige Tem- 

FAV 

peratur von 180°C erwärmt. Die Verlustleistung wird von einem Sinushalbwellenstrom mit dem 

Mittelwert von 67 A verursacht. 

Dauergrenzstrom I FAV als Funktion der Gehäusetemperatur T c 

Siehe Bild 3.2.6 im Kap. 3.2.4.1 Grenzwerte. Dort ist auch der Zusammenhang mit dem höchstzulässigen 

Durchlassstrom-Effektivwert I FRMS erläutert, der unabhängig von Stromkurvenform, 

Stromflusswinkel und Kühlbedingungen nicht überschritten werden darf. 

145


Durchlass-Kennlinien 

Siehe Bild 3.2.9 im Kap. 3.2.4.2. Typische und Maximalwerte bei Raumtemperatur (25°C) und bei 

hoher Temperatur sind dargestellt. 

Grenzstromkennlinien 

Siehe Bild 3.2.7: Dargestellt ist der zulässige Überstrom I (Scheitelwert) dividiert durch den 

F(OV) 

Stoßstrom-Grenzwert für 10 ms I als Funktion der Belastungsdauer t bei Sinushalbschwin- 

FSM 

gungen 50 Hz. Parameter: Spitzenwert der zwischen den Sinushalbschwingungen anliegenden 

Sperrspannung. 

3.2.5 Thyristoren 

3.2.5.1 Grenzwerte 

Stoßspitzensperrspannung in Rückwärtsrichtung VRSM Höchster Augenblickswert eines nichtperiodischen Sperrspannungsimpulses von weniger als 

etwa 1 ms Dauer (Bild 3.2.5). 

Periodische Spitzensperrspannung in Vorwärtsrichtung VDRM Periodische Spitzensperrspannung in Rückwärtsrichtung VRRM Höchster Augenblickswert periodischer Sperrspannungspulse von weniger als etwa 1 ms Dauer 

(Bild 3.2.5). 

Dauergrenzstrom lTAV Höchstzulässiger Mittelwert des Durchlassstromes, gemittelt über eine volle Periode der Betriebsfrequenz. 

Er hängt ab von der Stromkurvenform, dem Stromflusswinkel und den Kühlbedingungen. 

Er wird daher meist als eine Schar von Kurven in Abhängigkeit von der Gehäusetemperatur 

angegeben (Bild 3.2.13). Als orientierender Zahlenwert wird der Dauergrenzstrom für eine Sinushalbschwingung 

der halben Periodendauer (Stromflusswinkel 180°) bei etwa 85°C Gehäusetemperatur 

besonders herausgestellt. 

Bild 3.2.13 Dauergrenzströme I TAV eines 100 A-Thyristors als Funktionen der Gehäusetemperatur T c bei 

Gleichstrom (cont.), Rechteckpulsen (rec.) und (angeschnittenen) Sinus-Halbschwingungen 

(sin.) mit verschiedenen Stromflusswinkeln Q 

Bei Betrieb mit dem Dauergrenzstrom wird die höchstzulässige Ersatzsperrschichttemperatur erreicht. 

Daher ist aus diesem Betrieb heraus keinerlei Überlastung zulässig. Lediglich im Störungsfalle 

(der nur selten während der Lebenszeit des Thyristors eintreten darf) ist eine Über- 

146


lastung bis zum Stoßstrom-Grenzwert zulässig. Mit Rücksicht auf mögliche Veränderungen der 

Kühlbedingungen (z.B. Staubablagerung), Erhöhung der Umgebungstemperatur, Erwärmung 

durch benachbarte Bauteile usw. wird empfohlen, den Dauergrenzstrom nur zu etwa 80% auszunutzen. 

Der Anstieg des Dauergrenzstroms mit abnehmender Gehäusetemperatur bricht bei 

Erreichen des höchstzulässigen Durchlassstrom-Effektivwertes (hier 150 A) ab, da dieser im Dauerbetrieb 

nicht überschritten werden darf. 

Durchlassstrom-Effektivwert ITRMS Effektivwert des Durchlassstromes, gemittelt über eine volle Periode der Betriebsfrequenz. Der 

höchstzulässige Wert gilt für beliebige Stromkurvenformen, Stromflusswinkel und Kühlbedingungen. 

Er ist bedingt durch die Strombelastbarkeit der Verbindungen im Inneren des Thyristorgehäuses 

und der äußeren Anschlüsse. 

Stoßstrom-Grenzwert ITSM Scheitelwert eines Durchlass-Stromstoßes in Form einer Sinus-Halbschwingung 10 ms oder 

8,3 ms (50 oder 60 Hz), den der Thyristor im Störungsfall (Kurzschluss) ohne Schaden übersteht, 

wenn er nur selten während der Lebenszeit des Thyristors auftritt. Der Wert für 8.3 ms ist etwa 

10% höher als der 10 ms-Wert. Der Stoßstrom-Grenzwert wird ermittelt als höchster Strom, den 

alle Bauelemente einer Anzahl von Mustern während der Produktqualifizierung gerade noch überlebt 

haben. 

Darüber hinaus werden auch Werte für Halbschwingungsdauern unter 8,3 ms sowie für mehrere 

aufeinander folgende Halbschwingungen in Form von Kurven (sog. Grenzstromkennlinien) 

angegeben. Die Werte oberhalb 10 ms gelten für Sinus-Halbschwingungen von 10 ms Dauer, 

die im Abstand von 20 ms aufeinander folgen. Bei der Beanspruchung eines Thyristors mit dem 

Stoßstrom-Grenzwert treten kurzzeitig Sperrschichttemperaturen bis zu 400°C auf. Daher geht 

die Sperrfähigkeit in Vorwärtsrichtung vorübergehend verloren. Tritt unmittelbar im Anschluss an 

eine Beanspruchung mit dem Stoßstrom-Grenzwert eine Sperrspannung in Rückwärtsrichtung auf 

(selbstheilender Kurzschluss), so sind geringere Stoßstrom-Grenzwerte zulässig als ohne nachfolgende 

Spannungsbeanspruchung (Bild 3.2.14): 

- 0 · V : Ohne Sperrspannungsbeanspruchung 

RRM 

- ½ · V : Beanspruchung mit der Hälfte der höchstzulässigen periodischen Spitzen- 

RRM 

sperrspannung 

- 1 · V : Beanspruchung mit dem vollen Wert. 

RRM 

Bild 3.2.14 Im Störungsfall zulässige Überströme I T(OV) im Verhältnis zum Stoßstrom-Grenzwert für 10 ms 

I TSM bei verschiedenen Sperrspannungsbeanspruchungen unmittelbar nach dem Ende der letzten 

Stromhalbschwingung als Funktion der Zeit t 

147


Grenzlastintegral i²t 

Bezugsgröße für die Auswahl der für den Kurzschlussschutz erforderlichen Sicherung (vgl. 

Kap. 4.4). Das Grenzlastintegral errechnet sich aus dem Stoßstrom-Grenzwert l nach der For- 

TSM 

mel: 

Darin bedeutet t hw die Dauer der Sinus-Halbschwingung, für die I TSM gilt. Bei 50 Hz ist also 

t hw /2 = 0,005 s. i²t hat bei 50 Hz und 60 Hz praktisch den gleichen Wert, da der um 10% höhere l TSM 

durch die geringere t hw ausgeglichen wird: 1,1² · 8.3 ≈ 10. 

Kritische Stromsteilheit (di/dt) cr 

Höchste Anstiegssteilheit des Durchlassstromes, die der Thyristor ohne Schaden verträgt. Sie 

hängt ab von der Betriebsfrequenz, dem DurchIassstrom-Spitzenwert, der Vorwärts-Sperrspannung 

unmittelbar vor dem Zünden und von der Größe und Anstiegssteilheit der Steuerstrompulse. 

Zu beachten ist ferner, dass ein zum Schutz gegen Überspannungen parallel zum Thyristor 

geschaltetes RC-Glied bei jedem Zünden des Thyristors einen steil ansteigenden Entladestrom 

durch den Thyristor treibt. 

Die angegebenen Werte gelten für 50 bis 60 Hz, eine Stromamplitude gleich dem dreifachen Dauergrenzstrom 

(für Sinus-Halbschwingungen bei 85°C Gehäusetemperatur) sowie für Steuerstrompulse 

vom fünffachen Wert des Zündstroms und mit einer Anstiegsflanke von mindestens 1 A/µs 

Steilheit und ohne RC-Glied. Die kritische Stromsteilheit steigt mit kleinerer Stromamplitude und 

niedrigerer Temperatur, sie sinkt bei kleinerem oder flacher ansteigendem Zündstrom und höherer 

Wiederholfrequenz. Besonders hohe (di/dt) -Werte werden von Thyristoren mit innerer Zündver- 

cr 

stärkung (Amplifying Gate-Thyristoren) erreicht (vgl. Kap. 2.2.2.4). 

Spitzen-Steuerverlustleistung PGM Höchstzulässiger Spitzenwert der durch den Steuerstrom im Thyristor verursachten Verlustleistung. 

Er hängt von der Dauer des Steuerstrompulses ab (Bild 3.2.21). 

Mittlere Steuerverlustleistung PGAV Höchstzulässiger Mittelwert der durch den Steuerstrom im Thyristor verursachten Verlustleistung, 

gemittelt über eine volle Periode der Betriebsfrequenz. 

Temperaturgrenzwerte siehe Kap. 3.2.1 „Temperaturen“. 

3.2.5.2 Kennwerte 

Durchlassspannung VT Spannung an den Hauptanschlüssen als Folge eines im Durchlasszustand fließenden Stromes I . T 

Als Vergleichswert sowie für Kontrollmessungen wird der Höchstwert der Durchlassspannung VT bei einem bestimmten Strom l sowie bei 25°C Ersatzsperrschichttemperatur angegeben. Darüber 

T 

hinaus ist es üblich, die Durchlass-KennIinie, d.h. die Augenblickswerte des Durchlassstroms i als T 

Funktion der Augenblickswerte der Durchlassspannung v bei 25°C sowie bei der höchstzulässi- 

T 

gen Ersatzsperrschichttemperatur anzugeben (Bild 3.2.15). 

Schleusenspannung VT(T0) Spannung, die dem Schnittpunkt einer sich der Durchlasskennlinie annähernden Geraden mit der 

Spannungsachse entspricht (Bild 3.2.15). 

Ersatzwiderstand rT Widerstandswert, der sich aus dem Neigungswinkel der sich der Durchlasskennlinie annähernden 

Geraden errechnet (Bild 3.2.15). Für die Berechnung der Durchlassverlustleistung ersetzt man die 

Durchlasskennlinie durch eine Gerade, die der Gleichung v = V + r · i genügt. Dabei werden 

T T(T0) T T 

in der Regel V und r für diejenige Ersatzwiderstandsgerade angegeben, die der Durchlass- 

T(T0) T 

148


kennlinie bei der höchstzulässigen Ersatzsperrschichttemperatur für einen solchen Thyristor entspricht, 

dessen Durchlassspannung V T bei 25°C den für die Stückprüfung gültigen Höchstwert hat. 

Die Ersatzwiderstandsgerade schneidet die Durchlasskennlinie im Heißen bei 1 x I FAV und 3 x I FAV 

(blaue Kreise in Bild 3.2.15). 

Bild 3.2.15 Durchlasskennlinien eines Thyristors (typisch und maximal) bei zwei verschiedenen Ersatzsperrschichttemperaturen 

T vj ; der Pfeil gibt die Prüfgrenze an; rote Punktlinie = Ersatzwiderstandsgerade, 

aus der V (T0) und r f bestimmt werden; r f ergibt sich aus dem Neigungswinkel der 

Geraden 

DurchIass-Verlustleistung PT Verlustleistung infolge des Durchlassstroms. In der Regel wird der Mittelwert P , gemittelt über 

TAV 

eine volle Periode der Betriebsfrequenz, als Kurvenschar für (angeschnittene) Sinus-Halbschwingungen 

sowie für rechteckförmige Ströme mit verschiedenen Stromflusswinkeln als Funktion des 

mittleren Durchlassstroms l angegebenen (Bild 3.2.16). 

TAV 

Bild 3.2.16 Durchlass-Verlustleistung P TAV als Funktion des Durchlassstrom-Mittelwertes I TAV bei reinem 

Gleichstrom (cont.), Sinus-Halbschwingungen 180° (sin.180) und bei Rechteckstrompulsen 15° 

bis 180° (rec. 15 bis 180) 

149


Der Augenblickswert P T und der Mittelwert P TAV der DurchIass-Verlustleistung werden aus der 

Schleusenspannung V T(T0) und dem Ersatzwiderstand r T nach folgenden Gleichungen berechnet: 

150 

bei Rechteckpulsen 

bei angeschnittenen Sinus-Halbschwingungen. 

Dabei ist Q der Stromflusswinkel, I , l und I sind Augenblickswert, Mittelwert und Effektivwert 

T TAV TRMS 

des Durchlassstromes, für den die Verlustleistung berechnet werden soll. 

Die genauen Werte für angeschnittene Sinus-Halbschwingungen lauten: 

Q 180° 120° 90° 60° 30° 15° 

2,47 3.5 4.93 7,7 15,9 31,8 

Sperrstrom I , Blockierstrom I RD DD 

Angegeben wird der Höchstwert bei 125°C und bei einer Spannung, die gleich der höchstzulässigen 

periodischen Spitzensperrspannung V ist. Der Blockierstrom besitzt eine starke Tempera- 

RRM 

turabhängigkeit. Alle 10 K steigt der Wert auf das 2 bis 2,5 fache. 

Der Sperrstrom steigt nahezu linear mit der Chipfläche. 

Bild 3.2.17 Sperrstrom als Funktion von T j eines Thyristors

Haltestrom I H 


Niedrigster Hauptstrom, bei dem der Thyristor im Durchlasszustand bleibt. Er wird als 98%-Wert 

der typischen Verteilung angegeben und zwar unter folgenden Bedingungen: 

- 6 V treibende Spannung im Hauptstromkreis 

- ohmscher Hauptstromkreis 

- 25°C Ersatzsperrschichttemperatur (bei höherer Temperatur sinkt I H ). 

Einraststrom IL Niedrigster Hauptstrom, bei dem der Thyristor unmittelbar nach dem Einschalten am Ende des 

Zündimpulses im Durchlasszustand bleibt. Wird der Einraststrom am Ende des Zündpulses nicht 

erreicht, so verlöscht der Thyristor wieder. Der Einraststrom wird als 98%-Wert der typischen Verteilung 

angegeben, und zwar unter folgenden Bedingungen: 

- 6 V treibende Spannung im Hauptstromkreis, 


- rechteckförmiger Steuerstrom-Impuls von 10 µs Dauer und vom fünffachen Wert des oberen 

Zündstroms; ist der Zündstrom kleiner, so steigt IL - Steuerstromkreis-Widerstand R = 33 W, 25°C Ersatzsperrschichttemperatur; 

G 

bei höherer Temperatur ist I kleiner. 

L 

Zündzeit tgt Zeitintervall innerhalb dessen der Thyristor infolge eines Zündimpulses am Steueranschluss vom 

Sperrzustand in den Durchlasszustand umschaltet. Es wird gemessen vom Beginn des Zündimpulses 

bis zu dem Zeitpunkt, bei dem die Vorwärtsspannung auf 6 V abgefallen ist (Bild 3.2.18). 

Zündverzögerungszeit tgd Zeitintervall zwischen dem Beginn des Zündimpulses und dem Zeitpunkt, zu dem die Vorwärtsspannung 

v auf 90% ihres Anfangswertes V abgefallen ist (Bild 3.2.18). Die Höchstwerte sowie 

F D 

der typische Streubereich werden in einer Kurve (Bild 3.2.19) als Funktion der Höhe des Steuerstromimpulses 

unter folgenden Bedingungen angegeben: 

- rechteckiger Steuerstromimpuls von 10 µs Dauer 

- Anfangswert V der Vorwärtsspannung gleich der halben periodischen Spitzensperrspannung in 

D 

Vorwärtsrichtung VDRM - nach dem Zünden fließt im Hauptstromkreis etwa ein Zehntel des bei 85°C Gehäusetemperatur 

zulässigen Dauergrenzstromes 

- 25°C Ersatzsperrschichttemperatur. 

Durchschaltzeit t gr 

Differenz zwischen Zündzeit und Zündverzögerungszeit: t gt = t gd + t gr . 

Bild 3.2.18 Zeitlicher Verlauf von Steuerspannung v G und Vorwärtsspannung v F eines Thyristors beim 

Zünden 

151


Bild 3.2.19 Typische Abhängigkeit der Zündverzögerungszeit t gd eines Thyristors vom Steuerstrom I G ; die 

schraffierte Fläche stellt den Streubereich dar 

Sperrverzögerungsladung Q rr 

Rückstromspitze I RRM 

Sperrverzögerungszeit t rr 

Rückstromfallzeit t f 

Periodischer Vorwärts-Spitzensperrstrom I DRM 

Höchstwert bei der höchstzulässigen periodischen Spitzensperrspannung in Vorwärtsrichtung und 

25°C. 

Zündspannung V und Zündstrom I GT GT 

Mindestwerte des Steuerstroms und der Steuerspannung, die erforderlich sind, um jeden Thyristor 

des betreffenden Typs mit Sicherheit zu zünden (Bild 3.2.21). Sie gelten unter folgenden Bedingungen: 

- ≥ 6 V treibende Spannung im Hauptstromkreis 


- rechteckförmiger Gatestromimpuls von mindestens 100 µs Dauer 

- 25°C Ersatzsperrschichttemperatur. 

Bei Steuerimpulsen von weniger als 100 µs Dauer erhöhen sich die Werte um den Faktor 1,4 

bis 2. Die Ansteuereinrichtung sollte so ausgelegt werden, dass der vom Datenblatt angegebene 

Zündstrom um das Vier- bis Fünffache überschritten wird. 

Bei steil ansteigendem Hauptstrom tritt bei Thyristoren mit innerer Zündverstärkung (amplifying 

gate) infolge der Spannungsverteilung an den Schichten des Thyristorchips am Steueranschluss 

vorübergehend eine Gegenspannung auf, die bei unzureichender treibender Spannung oder zu 

hohem Ausgangswiderstand des Ansteuergerätes den Steuerstrom unterdrücken oder sogar vorübergehend 

negativ werden lassen kann (Bild 3.2.20). Dadurch kann der Thyristor beschädigt 

werden. Es ist daher eine hinreichend leistungsfähige Ansteuereinrichtung erforderlich. 

152 

siehe Kap. 3.2.4.2 Kennwerte (von 

Gleichrichterdioden) und Bild 3.2.11


Bild 3.2.20 Zeitlicher Verlauf des Ansteuerstroms I G bei einer unzureichenden (Kurve A) und einer angepassten 

(Kurve B) Ansteuereinrichtung 

Höchster nichtzündender Steuerstrom I GD , höchste nichtzündende Steuerspannung V GD 

Werte des Steuerstroms und der Steuerspannung, bei denen keiner der Thyristoren des betreffenden 

Typs gezündet wird (Bild 3.2.21). Sie gelten unter folgenden Bedingungen: 

- ≤ 6 V treibende Spannung im Hauptstromkreis 

- rechteckförmiger Gatestromimpuls von mindestens 100 µs Dauer 

- höchstzulässige Ersatzsperrschichttemperatur. 

Bei Vorwärts-Sperrspannungen über etwa 100 V nimmt der höchste nichtzündende Steuerstrom, 

wie in Bild 3.2.22 gezeigt, ab. 

Bild 3.2.21 Zündstrom(I G )-Zündspannungs(V G )-Kennlinien eines 100 A-Thyristors (Streubereich) mit den 

Bereichen möglicher (BMZ) und sicherer (BSZ) Zündung. ist die höchstzulässige Spitzen-Steuerverlustleistung 

bei der Steuerstrom-Impulsdauer t p ; die Kurve bezeichnet mit „20 V; 

20 W“ ist die Kennlinie einer Zündvorrichtung mit 20 V Leerlaufspannung und 20 W Innenwiderstand 

153


Bild 3.2.22 Höchster nichtzündender Steuerstrom I GD , bezogen auf den Wert bei V D = 6 V als Funktion der 

Vorwärts-Sperrspannung V D ; typischer Verlauf für einen Thyristor mit V DRM = 1600 V höchstzulässiger 

periodischer Vorwärts-Spitzensperrspannung 

Kritische Spannungssteilheit (dv/dt) cr 

Größte Anstiegssteilheit der Vorwärtsspannung, bei der der Thyristor nicht zündet. Sie wird meist 

unter folgenden Bedingungen angegeben: 

- exponentieller Anstieg auf einen Spannungswert V 0 gleich ⅔ der höchstzulässigen periodischen 

Spitzensperrspannung in Vorwärtsrichtung V DRM 

- offener Steuerstromkreis 

- höchstzulässige Ersatzsperrschichttemperatur T j . 

Ist die Temperatur T j niedriger, so steigt die kritische Spannungssteilheit an. 

Freiwerdezeit t q 

Bei einem Umschaltvorgang im Hauptstromkreis das Zeitintervall zwischen dem Nulldurchgang 

des abklingenden Durchlassstromes und dem Nulldurchgang der wiederkehrenden Vorwärts- 

Sperrspannung, die der Thyristor verträgt, ohne unbeabsichtigt zu zünden (Bild 3.2.23). Sie wird 

bei Netzthyristoren oft als typischer Wert angegeben, bei schnellen Thyristoren immer als Maximalwert. 

Die Freiwerdezeit t zeigt folgende Abhängigkeiten von den Betriebsbedingungen: 

q 

- t steigt mit dem Durchlassstrom I vor dem Umschalten 

q TM 

- t sinkt mit steigender Strom-Abklingsteilheit 

q 

- t steigt mit der Ersatzsperrschichttemperatur T (Bild 3.2.24) 

q vj 

- t q sinkt mit fallender Anstiegssteilheit der wiederkehrenden Vorwärtssperrspannung 

(Bild 3.2.25) 

- t q steigt mit sinkender Rückwärtsspannung V RM (Bild 3.2.26) 

In Schaltungen, in denen dem Thyristor eine Rücklaufdiode unmittelbar parallel geschaltet ist, 

beträgt die Rückwärts-Sperrspannung nur wenige Volt, und die Freiwerdezeit erhöht sich gemäß 

Bild 3.2.26 etwa auf das 1,8fache. Dieser Faktor unterliegt jedoch einer beträchtlichen Exemplarstreuung. 

154


Bild 3.2.23 Zeitlicher Verlauf von Hauptstrom i und Hauptspannung v eines Thyristors beim Umschalten 

von Durchlass- auf Sperrbeanspruchung; die Freiwerdezeit t q ist die kürzeste Zeit, bei der das 

Anlegen der Vorwärtssperrspannung nicht zum Zünden des Thyristors führt 

Bild 3.2.24 Typische Abhängigkeit der Freiwerdezeit t q (bezogen auf den Wert t q0 bei T j = 125°C) von der 

Ersatzsperrschichttemperatur T j 

Bild 3.2.25 Typische Abhängigkeit der Freiwerdezeit t q (bezogen auf den Wert bei dv D /dt = 200 V/µs) von 

der Steilheit der wiederkehrenden Vorwärtsspannung dv D /dt 

Bild 3.2.26 Typische Abhängigkeit der Freiwerdezeit t q (bezogen auf den Wert t q0 bei V RM ≥ 75 V) von der 

Rückwärtsspannung V RM 

155



Dieses Kapitel enthält einige Hinweise zu den in den Datenblättern enthaltenen Diagrammen. 

Wird das Diagramm an anderer Stelle ausführlicher erklärt, so erfolgt ein Verweis dahin. 

Verlustleistung P TAV , Umgebungstemperatur T a und Durchlassstrom-Mittelwert I TAV 

Bild 3.2.27 zeigt die im Bauelement entstehende Verlustleistung P TAV , die bei den verschiedenen 

Stromformen in Abhängigkeit vom Durchlassstrom-Mittelwert I TAV entsteht. 

a) b) 

Bild 3.2.27 a) Verlustleistung P als Funktion des Durchlassstrom-Mittelwertes I bei verschiedenen 

TAV TAV 

Stromformen; b) Zulässige Umgebungstemperatur T in Abhängigkeit vom Wärmewiderstand 

a 

Sperrschicht-Umgebung R einschließlich des Übergangswärmewiderstandes vom Gehäuse 

th(j-a) 

zum Kühlkörper 

Bei dem im Bild 3.2.27 rot eingezeichneten Beispiel kann man ablesen: bei einer Umgebungstemperatur 

T = 70°C und einem Wärmewiderstand Sperrschicht-Umgebung R = 0,5 K/W darf 

a th(j-a) 

die Verlustleistung maximal 120 W betragen. Bei diesen Bedingungen wird der pn-Übergang des 

Thyristors auf die maximal zulässige Temperatur von 130°C erwärmt. Ein Sinushalbwellen-Strom, 

dessen Mittelwert I = 80 A beträgt, erzeugt diese Verlustleistung (vgl. Kap. 3.2.5.2 Kennwerte). 

TAV 

Empfohlen wird, einen Durchlassstrom-Mittelwert von 0.8 · I höchstens kurzzeitig zu überschrei- 

TAV 

ten. 

Dauergrenzstrom I TAV als Funktion der Gehäusetemperatur T c 

Siehe Bild 3.2.13 im Kap. 3.2.5.2 Kennwerte. Dort ist auch der Zusammenhang mit dem höchstzulässigen 

Durchlassstrom-Effektivwert I erläutert, der unabhängig von Stromkurvenform, 

FRMS 

Stromflusswinkel und Kühlbedingungen nicht überschritten werden darf. 

Speicherladung 

Die Speicherladung Q in Abhängigkeit von der Steilheit der Stromabkommutierung -di/dt ist in 

rr 

Bild 3.2.28 für unterschiedliche Vorströme I dargestellt. Die Daten dienen beispielsweise zum 

TM 

Auslegen der Löschschaltung. 

156


Bild 3.2.28 Speicherladung Q rr in Abhängigkeit von der Steilheit der Stromabkommutierung -di/dt für unterschiedliche 

Vorströme I TM . 

3.2.6 Dioden- und Thyristormodule 

3.2.6.1 Grenzwerte, Kennwerte 

Die meisten Datenblattangaben entsprechen denen bei diskreten Dioden und Thyristoren. Bei Modulen, 

die einen Thyristor und eine Diode enthalten, sind oft nur die Durchlassspannung und die 

erlaubten Ströme für die Thyristoren angegeben, da die Werte für die Diode grundsätzlich besser 

sind. Zusätzlich wird angegeben: 

Isolationsspannung Viso V ist der Effektivwert der 50 Hz-Wechselspannung, mit der 100% der Module geprüft werden. 

iso 

Es wird der Wert für eine Prüfdauer von 1 Minute angegeben. Bei einer Prüfdauer von 1 s ist 

die Prüfspannung um 20% höher. Zu beachten ist, dass bei der Messung mit Wechselspannung 

ein kapazitiver Strom durch den Isolator fließt und einen Leckstrom vortäuscht. Bei Messung mit 

Gleichstrom tritt dieser Strom nicht auf. 

Thermischer Widerstand Rth(j-c) Dieser Wärmewiderstand vom Chip zum Gehäuseboden wird für verschiedene Stromkurvenformen 

(cont. = Gleichstrom, sin.180° = sinusförmiger Halbwellenstrom und rec.120° = rechteckiger 

Strom mit einem Stromflusswinkel von 120°) sowie für das gesamte Modul und für einen einzelnen 

Chip angegeben. 

Thermischer Widerstand Rth(c-s) Der Wärmewiderstand von der Gehäusebodenplatte zum Kühlkörper wird ebenfalls für das Modul 

und für einen Chip angegeben. Er gilt bei Verwendung von Wärmeleitpaste mit der empfohlenen 

Dicke. 


Die Abhängigkeit der Verlustleistung vom Strom und die zulässige Umgebungstemperatur T in Ab- 

a 

hängigkeit vom Wärmewiderstand Sperrschicht-Umgebung R einschließlich des Übergangs- 

th(j-a) 

wärmewiderstandes vom Gehäuse zum Kühlkörper sind in Doppeldiagrammen angegeben für: 

1/2 Modul (einen einzelnen Chip), Verlustleistung P als Funktion des Durchlassstrom-Mittelwer- 

TAV 

tes I bei verschiedenen Stromformen 

TAV 

157


1 Modul, Gesamtverlustleistung P als Funktion des Durchlassstrom-Effektivwertes I bei Voll- 

Vtot RMS 

aussteuerung 

2 Module in Zweipuls-Brückenschaltung(B2), Gesamtverlustleistung P als Funktion des gleich- 

Vtot 

gerichteten Stromes I bei Vollaussteuerung für Widerstandslast (R) und für induktive Last (L) 

D 

3 Module in Sechspulsbrückenschaltung (B6) sowie in dreiphasiger Wechselwegschaltung (W3), 

Gesamtverlustleistung P als Funktion des gleichgerichteten Stroms I bzw. des Betriebsstromes 

Vtot D 

für eine Phase (Effektivwert) I . RMS 

Bei den Diagrammen für 1, 2 und 3 Module gilt: für die links senkrecht aufgetragene Verlustleistung 

P Vtot ist die rechts aufgetragene Gehäusetemperatur T c zulässig. Die übrigen Diagramme 

entsprechen denen der diskreten Dioden und Thyristoren. 

3.3 IGBT-Module 

Bei Auswahl oder Vergleich der Eigenschaften von IGBT-Modulen anhand der Datenblattangaben 

muss beachtet werden, dass die Datenblattangaben unterschiedlicher Halbleiterhersteller aufgrund 

unterschiedlicher Spezifikationsbedingungen oft nur sehr begrenzt direkt vergleichbar sind. 

Wegen komplexer, applikationsabhängiger Wechselwirkungen zwischen den Bauteileigenschaften 

sind hierzu in vielen Fällen begleitende Messungen zwingend erforderlich. 

Historisch gewachsen, weisen auch SEMIKRON-Datenblätter unterschiedlicher IGBT-Modulgenerationen 

und unterschiedliche Modulbauformen, Unterschiede in Struktur, Datenumfang und 

Spezifikationsbedingungen auf. Da im Rahmen der Produktpflege eine Vereinheitlichung erfolgen 

wird, soll nachfolgend im Wesentlichen auf die Datenblätter des neuesten Standes 01/2010 eingegangen 

werden, d.h. bei IGBT-Modulen für Bauteile der neuesten IGBT4 Chipgeneration, vgl. 

Bild 3.3.1. Wo erforderlich, wird ggf. auf abweichende Datenblattstrukturen noch in Fertigung befindlicher, 

älterer Module hingewiesen. 

Viele wichtige, einheitlich für alle Typen einer Produktgruppe geltenden Grenz- und Kennwertangaben 

und Applikationshinweise für SEMIKRON IGBT-Module sind nicht in den typbezogenen 

Datenblättern, sondern in den „Technical Explanations“ der Produktgruppe enthalten, wie z.B. die 

in Kap. 3.3.4 erläuterten Angaben zu den höchstzulässigen sicheren Arbeitsbereichen. 

158

Bild 3.3.1 Datenblattstruktur von SEMIKRON IGBT-Modulen 


Das Deckblatt enthält neben der Bezeichnung und einer Ansicht des Moduls tabellarisch die 

Grenzwerte und Kennwerte, meist fortgesetzt auf einem weiteren Blatt. Bei den Kennwerten sind 

die Angaben sofern sinnvoll in minimale, typische und maximale Kennwerte unterteilt. 

159


Im grau unterlegten Bereich links neben den Grenz- und Kennwertangaben sind unter „Features“ 

und „Typical Applications“ allgemeine Angaben zu den besonderen Eigenschaften und zu Einsatzmöglichkeiten 

des Moduls aufgeführt. Unter „Remarks“ sind wichtige Angaben, z.B. zu Einsatzbedingungen 

und Messbedingungen für die Datenblattangaben aufgeführt. Darunter befinden 

sich Prinzipschaltbilder der Innenschaltungen (z.B. Halbbrücke GB, Choppermodul GAL, vgl. 

Kap. 2.5.2.7) der im Datenblatt beschriebenen Topologien. In der grau unterlegten Fußzeile aller 

Seiten ist das Erscheinungsdatum des Datenblattes aufgeführt. 

Auf die tabellarischen Angaben folgen die Diagramme, meist im Umfang von 2 Blättern. Die Nummerierung 

der Diagramme [Fig. 1…] erfolgte nach einem universellen Schlüssel, so dass nicht 

jedes Datenblatt eine lückenlos durchnummerierte Diagrammfolge enthält. Die letzte Seite des 

Datenblatts enthält eine Zeichnung des Moduls mit Maßangaben sowie eine Prinzipdarstellung 

der Innenschaltung mit allen Anschlussbelegungen. 

Als Inversdiode wird die direkt parallel zum IGBT liegende Diode bezeichnet. Die Freilaufdiode 

liegt im jeweils anderen Teil des Brückenpfades wie der IGBT. Bei Halbbrückenmodulen ist dies 

bedeutungslos, da die Inversdiode des einen IGBT die Freilaufdiode des anderen IGBT ist. Bei 

Choppermodulen (GAL/GAR) kann jedoch die Freilaufdiode stärker ausgeführt sein als die Inversdiode. 

3.3.1 Grenzwerte 

In den Datenblättern werden die Grenzwerte für die verschiedenen Komponenten eines IGBT- 

Moduls (IGBT, Diode, Gehäuse, ggf. Temperatursensor) getrennt spezifiziert. Alle IGBT- und Diodengrenzwerte 

beziehen sich stets auf einen Schalter (Zweig), unabhängig von der Anzahl der 

im Transistormodul tatsächlich je Schalter (Zweig) parallel geschalteten IGBT- oder Diodenchips. 

Bild 3.3.2 Datenblattauszug Grenzwerte eines IGBT-Moduls 

3.3.1.1 Grenzwerte der IGBT 

Kollektor-Emitter-Spannung VCES Höchstzulässige Spannung zwischen Kollektor- und Emitterkontakt der IGBT-Chips bei kurzgeschlossener 

Gate-Emitter-Strecke, Parameter: Chiptemperatur T = 25°C. Aufgrund der Tempera- 

j 

turabhängigkeit der Durchbruchspannung sinkt die höchstzulässige Kollektor-Emitter-Spannung 

mit der Temperatur. 

In allen Betriebsfällen darf die Summe aus Betriebsspannung V und Schaltüberspannung 

CC 

DV = L · di /dt die Spannung V nicht überschreiten (L : Summe der parasitären Induktivität im 

CE σ C CES σ 

Kommutierungskreis), vgl. Kap. 5.1. 

160

Kollektor-Gleichstrom I C 


Höchstzulässiger Dauergleichstrom durch den Kollektoranschluss, bei dem die höchstzulässige 

Chiptemperatur erreicht wird; Parameter: Gehäusetemperatur T = 25°C/80°C, bei bodenplattenlo- 

c 

sen Modulen, Kühlkörpertemperatur T = 25°C/70°C; bei in PCBs einlötbaren Modulen (SEMITOP) 

s 

zusätzlich maximale PCB-Temperatur an den Anschlussterminals; Chiptemperatur T = T j j(max) 

I ergibt sich für IGBT-Module mit Bodenplatte aus 

C 

I C = P tot(max) /V CE(sat) mit P tot(max) = (T j(max) – T c )/R th(j-c) , 

für Module ohne Bodenplatte aus 

I = P /V mit P = (T – T )/R . 

C tot(max) CE(sat) tot(max) j(max) s th(j-s) 

Da I ein statischer Maximalwert ist, kann dieser im Schaltbetrieb nicht ausgenutzt werden. 

C 

Chipstrom ICnom Vom Hersteller der IGBT-Chips im Chipdatenblatt ausgewiesener Typenstrom („Kollektor-Gleichstrom, 

begrenzt durch T “), multipliziert mit der Anzahl der im Modul parallel geschalteten IGBT- 

j(max) 

Chips je Schalter. 

Periodischer Kollektorstrom-Spitzenwert ICRM Höchstzulässiger Scheitelwert des Stromes über dem Kollektoranschluss im Pulsbetrieb 

I entspricht dem vom Hersteller der IGBT-Chips im Chipdatenblatt ausgewiesenen Spitzen- 

CRM 

strom („Kollektor-Pulsstrom, begrenzt durch T “) der eingesetzten IGBT-Chips, multipliziert mit 

j(max) 

der Anzahl der im Modul parallel geschalteten IGBT-Chips je Schalter. Dieser Stromgrenzwert ist 

unabhängig von Pulsdauer und auch einzuhalten, wenn die maximale Chiptemperatur nicht erreicht 

wird, da ein permanentes Überschreiten zu Vorschädigungen der Chipmetallisierung und zu 

vorzeitiger Alterung führt. In vielen Datenblättern wird I mit 2 · I angegeben und entspricht 

CRM Cnom 

somit dem früher spezifizierten Grenzwert I . CM 

Für die aktuell in SEMIKRON IGBT-Modulen eingesetzten IGBT4 Chips (T4, E4) lässt der Chiphersteller 

I = 3 x I zu. Mit dem für den Nennarbeitspunkt gegebenen Gatewiderstand und 

CRM Cnom 

gleichzeitig hoher Zwischenkreisspannung sind diese Ströme nicht in jedem Fall abzuschalten , 

ohne dass die Abschaltüberspannung V überschreitet. Wie Untersuchungen zeigen, kann es 

CES 

beim periodischen Ausschalten solch hoher Ströme an den heißesten Chips bereits zur vorzeitigen 

Entsättigung mit starkem Anstieg der Verlustleistung kommen. Aus diesen Gründen empfiehlt 

SEMIKRON nur in Ausnahmefällen und mit besonderen Maßnahmen (z.B. reduzierte Zwischenkreisspannung, 

aktives Clamping, sehr langsames Ausschalten oder Ausschaltentlastung) höhere 

Ströme als den für die Vorgängergenerationen im RBSOA zulässigen Wert von 2 · I abzuschal- 

Cnom 

ten. Bei einigen dieser Maßnahmen ist mit erhöhten Verlusten zu rechnen, die bei der Halbleiterauslegung 

zu berücksichtigen sind. 

Gate-Emitter-Spannung VGES Höchstzulässige Spannung zwischen Gate- und Emitterkontakt der IGBT-Chips, Parameter: Gehäusetemperatur 

T = 25°C 

c 

Zulässige Einschaltdauer im Kurzschluss tpsc Höchstzulässige Dauer einer Entsättigung durch Überstrom oder Kurzschluss bei spezifizierter 

Betriebsspannung, Kollektor-Emitter-Spannung und Chiptemperatur; Parameter: Betriebsspannung 

V , höchste zulässige Gate-Emitter-Spannung V , höchste zulässige Kollektor-Emitter- 

CC GE 

Spannung V , Chiptemperatur T (bei aktuellen Infineon-Chips < T ) 

CES j j(max) 

Betriebstemperaturbereich T ; T ...T j j(min) j(max) 

Bereich der zulässigen IGBT-Chiptemperatur, innerhalb dessen das IGBT-Modul betrieben werden 

darf; Vor allem für den Dauerbetrieb wird ein Mindestabstand der Chiptemperatur zu T von 

j(max) 

25 K empfohlen. 

161


3.3.1.2 Grenzwerte der integrierten Inversdioden (Freilaufdioden) 

Inversdioden-Durchlassstrom I F 

Höchstzulässiger Wert des Gleichstromes durch den Kollektoranschluss in Rückwärtsrichtung; 

Parameter: Gehäusetemperatur T c = 25°C/80°C, bei bodenplattenlosen Modulen Kühlkörpertemperatur 

T s = 25°C/70°C; bei in PCBs einlötbaren Modulen (SEMITOP) zusätzlich maximale PCB- 

Temperatur an den Anschlussterminals; Chiptemperatur T j = T j(max) 

Dioden-Chipstrom IFnom Im Chipdatenblatt ausgewiesener Typenstrom (Dioden-Gleichstrom, begrenzt durch T ) der 

j(max) 

eingesetzten Diodenchips, multipliziert mit der Anzahl der im Modul parallel geschalteten Chips je 

Schalter 

Periodischer Spitzenwert des Inversdioden-Duchlassstroms IFRM Höchstzulässiger Scheitelwert des Stromes in Rückwärtsrichtung durch den Kollektoranschluss 

im Pulsbetrieb; Für heutige SEMIKRON-Module ist I = 3 · I mit I als vom Hersteller 

FRM Fnom Fnom 

der Diodenchips im Chipdatenblatt ausgewiesener Typenstrom („Durchlassstrom, begrenzt durch 

T “) der eingesetzten Diodenchips, multipliziert mit der Anzahl der im Modul parallel geschalte- 

j(max) 

ten Diodenchips je Schalter. 

Stoßstrom Grenzwert IFSM Werden die CAL-lnversdioden als Netzgleichrichter betrieben, ist für die Selektivität von Schutzmaßnahmen 

deren nichtperiodische, kurzzeitige Überstrombelastbarkeit ausschlaggebend. Der 

Stoßstrom-Grenzwert I ist – wie bei konventionellen Netzdioden die zulässige Höhe eines 

FSM 

Durchlassstromstoßes in Form einer 50 Hz Sinus-Halbschwingung, den die Diode im Störungsfall 

(Kurzschluss) ohne Schaden übersteht, wenn er nur selten während der Lebenszeit der Diode 

auftritt. Bei Beanspruchung einer Gleichrichterdiode mit dem Stoßstrom-Grenzwert werden 

kurzzeitig Chiptemperaturen bis zu 400°C erreicht. Tritt daher unmittelbar im Anschluss an eine 

Beanspruchung mit dem Stoßstrom-Grenzwert eine Sperrspannung auf, sind niedrigere Stoßstrom-Grenzwerte 

zulässig als ohne nachfolgende Spannungsbeanspruchung. Aus den - auch 

für konventionelle Dioden angegebenen - Stoßstromkennlinien (Bild 3.3.3) können Werte für unterschiedliche 

Halbschwingungsdauern sowie für mehrere Halbschwingungen ermittelt werden. 

Parameter: Chiptemperatur Tj Bild 3.3.3 Stoßstromkennlinien: Im Störungsfall zulässige Überströme I F(OV) als Funktion der Zeit im Verhältnis 

zum Stoßstrom-Grenzwert I FSM für 10 ms bei verschiedenen Sperrspannungsbeanspruchungen 

unmittelbar nach dem Ende der letzten Stromhalbschwingung t 

Aus I FSM lässt sich das zur Auswahl von Sicherungen notwendige Grenzlastintegral nach folgender 

Gleichung ermitteln, vgl. Kap. 3.2.4.1 oder 4.4.6. 

162


t hw : Dauer der Sinus-Halbschwingung, für die I FSM gilt (z.B. 10 ms bei 50 Hz) 

Betriebstemperaturbereich T j ; T j(min) ...T j(max) 

Bereich der zulässigen Inversdioden-Chiptemperatur, innerhalb dessen das IGBT-Modul betrieben 

werden darf. Für den Dauerbetrieb wird eine Unterschreitung von T j(max) um min. 25 K empfohlen. 

3.3.1.3 Grenzwerte des Modulaufbaus 

Durchlassstrom-Effektivwert It(RMS) Höchstzulässiger Effektivwert des Durchlassstromes, gemittelt über eine volle Periode der Betriebsfrequenz; 

Der höchstzulässige Wert gilt für beliebige Stromkurvenformen, Stromflusswinkel 

und Kühlbedingungen. Er ist begrenzt durch die Strombelastbarkeit der inneren Verbindungen und 

äußeren Terminals des IGBT-Moduls. 

Lagertemperaturbereich T stg ; T stg(min) ...T stg(max) 

Temperaturbereich, innerhalb dessen das Bauelement ohne elektrische Beanspruchung gelagert 

oder transportiert werden darf; T entspricht bei SEMIKRON-Modulen der höchstzulässigen 

stg(max) 

Gehäusetemperatur im Betrieb. 

Löttemperatur T der Anschlussterminals (für Module mit Lötanschlüssen) 

sol 

Höchstzulässige Temperatur der Anschlussterminals beim Einlöten in eine PCB; Parameter: Einwirkungsdauer, 

siehe Montagevorschriften im Kap. 6.3.4 

Isolationsprüfspannung Visol Effektivwert der zulässigen Prüfspannung (Wechselspannung 50 Hz) zwischen den kurzgeschlossenen 

Anschlüssen und dem isolierten Modulboden; Parameter: Prüfzeit (1 min oder 1 s), Details 

siehe Kap. 5.1.1.2 

3.3.2 Kennwerte 

Auch die Kennwerte werden in den Datenblättern für die verschiedenen Komponenten eines 

IGBT-Moduls getrennt spezifiziert. Alle Kennwerte beziehen sich wiederum auf einen Schalter, 

unabhängig von der Anzahl der im Transistormodul tatsächlich je Schalter parallel geschaltete 

IGBT- oder Diodenchips. 

163


3.3.2.1 Kennwerte der IGBT 

Bild 3.3.4 Datenblattauszug Kennwerte eines IGBT 

Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung V CE(sat) 

Sättigungswert der Kollektor-Emitter-Spannung (Durchlassspannung des eingeschalteten IGBT) 

bei spezifiziertem Kollektorstrom I C (meist bei I Cnom ); Parameter: Kollektorstrom I C , Gate-Emitter- 

Spannung V GE , Chiptemperatur, z.B. T j = 25°C/150°C 

Bei den von SEMIKRON gefertigten IGBT-Modulen steigt V im Nennstrombereich mit der 

CE(sat) 

Temperatur an. V wird in neueren Datenblättern meist auf Chiplevel (s. entsprechenden Hin- 

CE(sat) 

weis unter „Conditions“) angegeben. In die Berechnung der Sättigungsspannung über den Modul- 

Hauptanschlüssen ist dann der Spannungsabfall über den modulinternen (Bonddrähte, Terminals, 

…) Leitungswiderständen R (aufgeführt unter Kennwerten des Modulaufbaus) einzubezie- 

CC’+EE’ 

hen; bei der Berechnung der Verluste in den Chips kann dieser dagegen unberücksichtigt bleiben. 

Schleusenspannung V und differenzieller Ersatzwiderstand r der Durchlasskennlinien- 

CE0 CE 

Approximation 

Zur Berechnung der Durchlassverluste werden in den Datenblättern die Elemente einer Ersatzgerade 

V = f(I ) = V + r · I CE(sat) C CE0 CE C 

angegeben, d.h. für die Berechnung wird der Sättigungsspannungsverlauf durch die Ersatzgerade 

einer Diodenkennlinie angenähert. Bild 3.3.5 verdeutlicht die Definition von V und r : r ist die 

CE0 CE CE 

Steigung der Geraden, die man erhält, wenn man die Punkte V bei 25% I und V bei 

CE(sat) Cnom CE(sat) 

I verbindet. V ist der Schnittpunkt dieser Geraden mit der Achse I = 0. Parameter: Kollek- 

Cnom CE0 C 

torstrom I , Gate-Emitter-Spannung V , Chiptemperatur, z.B. T = 25°C/150°C 

C GE j 

164


Bild 3.3.5 Durchlasskennlinien eines IGBT und Definition der Elemente der Ersatzgeraden 

Gate-Emitter-Schwellenspannung (Einsetzspannung) V GE(th) 

Gate-Emitter-Spannung, oberhalb der nennenswerter Kollektorstrom fließen kann; Parameter: 

Kollektor-Emitter-Spannung V CE = V GE , Kollektorstrom I C , Gehäusetemperatur T c = 25°C 

Kollektor-Reststrom ICES Sperrstrom zwischen Kollektor- und Emitteranschluss bei kurzgeschlossener Gate-Emitter- 

Strecke (V = 0) und Kollektor-Emitter-Spannung V = V ; Parameter: Chiptemperatur, z.B. 

GE CE CES 

T = 25°C/150°C; I steigt von wenigen µA bei 25°C auf einige mA bei T = 125°C. In Abhängigkeit 

j CES j 

von V steigt der Wert alle 10 K um das 1,5 bis 2 fache seines Wertes. In den Datenblättern von 

CES 

Modulen mit integrierter Inversdiode werden die Sperrströme beider Bauelemente als ein gemeinsamer 

Parameter I angegeben. 

CES 

Eingangskapazität C ies 

Kleinsignal-Kapazität zwischen Gate- und Emitteranschluss bei für Wechselstrom kurzgeschlossener 

Kollektor-Emitter-Strecke; Parameter: Kollektor-Emitter-Gleichspannung V CE , Messfrequenz 

f = 1 MHz, Gehäusetemperatur T c = 25°C 

Ausgangskapazität Coes Kleinsignal-Kapazität zwischen Kollektor- und Emitteranschluss bei für Wechselstrom kurzgeschlossener 

Gate-Emitter-Strecke; Parameter: Kollektor-Emitter-Gleichspannung V , Messfre- 

CE 

quenz f = 1 MHz, Gehäusetemperatur T = 25°C 

c 

Rückwirkungskapazität (Miller-Kapazität) C res 

Kleinsignal-Kapazität zwischen Kollektor- und Gateanschluss; Parameter: Kollektor-Emitter- 

Gleichspannung V CE , Messfrequenz f = 1 MHz, Gehäusetemperatur T c = 25°C 

Gateladung QG Die Gateladung Q ist die insgesamt notwendige Ladungsmenge, um den IGBT vom Sperrzu- 

G 

stand (Gate-Emitter-Spannung V = V ) in den Sättigungszustand (V = V ) zu steuern, 

GE GE(off) GE GE(on) 

siehe Bild 3.3.6. Parameter: Gehäusetemperatur T = 25°C, Betriebsspannung V , Gate-Emitter- 

c CC 

Spannungen V und V Die Gateladung ist weitestgehend unabhängig von der Chiptempe- 

GE(off) GE(on). 

ratur und in geringem Maße abhängig von der Betriebsspannung. 

165


Bild 3.3.6 Gateladungsdiagramm eines IGBT 

Aus Q G ist über I G(AV) = Q G · f s (f s : Schaltfrequenz) der durch den Treiber zur Ansteuerung aufzubringende 

Ausgangsstrom-Mittelwert I G(AV) ermittelbar. 

Interner Gatewiderstand R Gint 

Parameter: Chiptemperatur T j = 25°C (R Gint ist temperaturabhängig.) 

Um Schwingungen zwischen parallel geschalteten Chips zu verhindern, enthalten heute viele 

IGBT-Chips integrierte Gatewiderstände. Tabelle 3.3.1 enthält die Widerstandswerte für IGBT4 

Chips. 

Chipstrom ICnom Gatewiderstand RGint 75 A 10,0 W 

100 A 7,5 W 

150 A 5,0 W 

Tabelle 3.3.1 Widerstandswerte integrierter Gatewiderstände in IGBT4 Chips (Infineon) 

In IGBT-Modulen mit parallel geschalteten IGBT-Chips liegen somit auch deren interne Gatewiderstände 

parallel und R Gint ist der aus der Parallelschaltung resultierende Gesamtwiderstand. Bei der 

Auswahl einer Treiberschaltung nach niedrigstzulässigem Gatewiderstand bzw. höchstzulässigem 

Gate-Spitzenstrom muss die Summe aus externem Gatewiderstand R Gon , R Goff und dem R Gint lt. 

Datenblatt berücksichtigt werden. 

Schaltzeiten t d(on) , t r , t d(off) , t f und Schaltverlustenergien E on , E off 

Parameter: Betriebsspannung V CC , Kollektorstrom I C , Steuerspannungen V GG+ , V GG- (bzw. V GE ), externe 

Gatewiderstände R Gon , R Goff , Kollektorstromsteilheit di/dt on beim Einschalten bzw. di/dt off beim 

Ausschalten, Chiptemperatur T j (Schaltzeiten und Schaltverluste steigen mit der Temperatur an). 

Zu berücksichtigen ist, dass Schaltzeiten, Strom-/Spannungsverläufe und Schaltverluste in der 

Praxis stark durch Wechselwirkungen zwischen modulinternen und äußeren Kapazitäten, Induktivitäten 

und Widerständen im Gate- und Kollektorkreis beeinflusst werden. In Anwendungen, die 

deutlich von den Messbedingungen abweichen (z.B. kapazitive Last von Motorkabeln, Schalten 

mit V GG(off) = 0) können die Datenblattangaben lediglich Grundlage einer Grobauswahl sein. Eigene 

Messungen in der finalen Schaltungsumgebung sind dann für eine sichere Schaltungsdimensionierung 

unumgänglich. 

166


Die in den Datenblättern für IGBT angegebenen Schaltzeiten werden bei ohmsch-induktiver Last 

in einer Messschaltung nach Bild 3.3.7a ermittelt. Die Lastzeitkonstante L/R ist groß gegen die 

Periodendauer T = 1/f der Schaltfrequenz, so dass sich in der Lastinduktivität ein nichtlückender 

Laststrom einstellt. Der fließt bei gesperrtem IGBT durch die Freilaufdiode, kommutiert beim Einschalten 

auf den IGBT und beim Ausschalten zurück auf die Freilaufdiode (hartes Schalten). Die 

Schaltzeiten beziehen sich auf die Verläufe der Gate-Emitter-Spannung und des Kollektorstroms 

beim Ein- und Ausschalten, vgl. Erklärungen im Kap. 2.4.2.2. zum physikalischen Hintergrund der 

Strom- und Spannungsverläufe. 

a) 

b) 

Bild 3.3.7 Schaltzeiten von IGBT: a) Messschaltung; b) Definition der Schaltzeiten bei ohmsch-induktiver 

Last 

Die Einschaltverzögerungszeit t d(on) ist das Zeitintervall zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die 

Gate-Emitter-Spannung v GE 10 % ihres Endwertes erreicht und dem, zu dem der Kollektorstrom 

i C auf 10 % des Laststroms angestiegen ist. In der nachfolgenden Anstiegszeit t r steigt der Kollektorstrom 

i C von 10 % auf 90 % des Laststromes an. Die Summe aus Einschaltverzögerungszeit 

t d(on) und Anstiegszeit t r wird als Einschaltzeit t on bezeichnet. 

167


Aus dem im Datenblatt enthaltenen Diagramm „Typische Ein- und Ausschalt-Verlustenergie E on , 

E off , E rr als Funktion des Kollektorstroms I C “ ist in den Kennwerten die Einschaltverlustenergie 

E on für einen typischen Arbeitspunkt angegeben. Durch Multiplikation mit der Schaltfrequenz f 

kann die jeweilige Schaltverlustleistung bestimmt werden: P on = f · E on . 

In der für ein SEMIKRON IGBT-Modul im Datenblatt angegebenen Einschaltverlustenergie E on 

sind auch die Verluste enthalten, die aufgrund der Rückstromspitze einer im Modul integrierten 

Freilaufdiode (Kollektorspitzenstrom I RRM ) im IGBT entstehen. Weiterhin umfasst hier E on das Integral 

der Einschaltverlustleistung P on bis zu dem Zeitpunkt, bei dem die Spannung V CE etwa 3 % der 

Betriebsspannung V cc erreicht, d.h. auch die Verluste während der in Kap. 2.4.2.2 beschriebenen 

dynamischen Sättigungsphase des IGBT. Bild 3.3.8 zeigt die Verläufe von i C und v CE während eines 

realen Einschaltvorganges mit der Kommutierung auf eine leitende Freilaufdiode. 

Bild 3.3.8 Einschalten eines IGBT (Kommutierung auf eine stromführende Freilaufdiode) 

Die Ausschaltverzögerungszeit t d(off) ist das Zeitintervall zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die 

Gate-Emitter-Spannung v GE auf 90 % ihres Endwertes abgefallen ist und demjenigen, zu dem der 

Kollektorstrom auf 90 % des Laststromes gesunken ist. 

Die Abfallzeit t f ist das Zeitintervall, in dem der Kollektorstrom i C von 90 % auf 10 % des Laststromes 

I L abfällt. Das in Bild 3.3.9 sichtbare Überschwingen von v CE über V CC resultiert hauptsächlich 

aus den parasitären Induktivitäten im Kommutierungskreis und wächst mit steigender Ausschaltgeschwindigkeit 

–di c /dt des IGBT. 

Die Summe aus Ausschaltverzögerungszeit t d(off) und Abfallzeit t f wird als Ausschaltzeit t off bezeichnet. 

Da zum definitionsgemäßen Ende von t off I C noch nicht auf den Reststromwert abgefallen 

ist, sondern noch 10 % des Laststromes beträgt, treten auch nach t off noch gegenüber den Sperrverlusten 

erhöhte Verluste auf. Der nach t off abklingende Kollektorstrom wird Schweifstrom I t genannt 

und resultiert aus der hauptsächlich durch Rekombination abzubauenden Anreicherung von 

Minoritätsträgern in der n-Zone, vgl. Kap. 2.4.2.2. In heutigen Datenblättern sind Schweifstrom I t 

und Schweifzeit t t meist nicht explizit angegeben. Die Schweifzeit t t ist nicht in der definitionsgemäßen 

Ausschaltzeit t off enthalten, hat jedoch einen wesentlichen Anteil an den Schaltverlusten, 

da in diesem Zeitintervall zwischen Kollektor und Emitter bereits die Betriebsspannung V CC anliegt. 

Bild 3.3.9 zeigt einen typischen Ausschaltvorgang eines IGBT. 

168


Bild 3.3.9 Ausschalten eines IGBT (Kommutierung vom IGBT auf eine Freilaufdiode) 


E off , E rr als Funktion des Kollektorstromes I C “ ist bei den Kennwerten die Ausschaltverlustenergie 

E off für einen typischen IGBT-Arbeitspunkt angegeben. Durch Multiplikation mit der Schaltfrequenz 

f kann die jeweilige Schaltverlustleistung bestimmt werden: P off = f · E off . In der für ein SEMIKRON 

IGBT-Modul im Datenblatt angegebenen Ausschaltverlustenergie E off sind außer den während der 

eigentlichen, definitionsgemäßen Ausschaltzeit t off = t d(off) + t f entstehenden Verlusten auch die 

Schweifstromverluste während der Schweifzeit t t bis zu dem Zeitpunkt, an dem der Kollektorstrom 

1 % des Laststromes unterschreitet, erfasst. 

Thermische Widerstände R th(j-c) bzw. R th(j-s) je IGBT 

Die thermischen Widerstände kennzeichnen die statische Wärmeabführung eines IGBT-Schalters 

in einem Modul, unabhängig davon, aus wie viel parallel geschalteten IGBT-Chips der Schalter 

besteht. Normalerweise sind mehrere IGBT-Schalter und Freilaufdioden in einem Modul angeordnet, 

so dass bereits hier kurz auf das gesamte Modul eingegangen werden soll. Bild 3.3.10 zeigt 

die unterschiedlichen thermischen Modelle für Module mit Bodenplatte (Case rated devices) und 

ohne Bodenplatte (Heatsink ratet devices). Die im Modul entstehenden Verlustleistungen durch 

IGBT und Dioden verursachen eine Erwärmung aller Chips auf T j = T a + P V · S R th . 

Bild 3.3.10 Thermische Modelle (statisch) für Module mit und ohne Bodenplatte 

In einem Bodenplattenmodul beschreibt R th(j-c) den Wärmeübergang zwischen den IGBT-Chips eines 

Schalters (Index j) und dem Modulboden (Index c). Da für Module ohne Bodenplatte (SEMITOP, 

SKiiP, SKiM, MiniSKiiP,) eine einzelne Bestimmung von R th(j-c) nicht möglich ist, wird hier für jeden 

169


IGBT-Schalter der thermische Widerstand R zwischen den Chips eines Schalters und dem 

th(j-s) 

Kühlkörper angegeben. 

R und R sind vor allem von der Chipfläche je Schalter und den Wärmeübertragungsei- 

th(j-c) th(j-s) 

genschaften der isolierenden DCB-Keramik abhängig. R wird außerdem von Dicke und Ei- 

th(j-s) 

genschaften von Wärmeleitschichten zwischen Modul und Kühlkörper, der Kühlkörperoberfläche 

und dem Anzugsdrehmoment der Befestigungsschrauben bestimmt. Die Temperaturdifferenzen 

DT über den einzelnen thermischen Widerständen bei konstanter Verlustleistung P der im Modul 

T 

enthaltenen IGBT-Schalter (unabhängig von der Anzahl parallel geschalteter Chips) ergeben sich 

wie folgt: 

Chip – Bodenplatte (Module mit Bodenplatte): DT = T – T = P · R /IGBT-Schalter 

(j-c) j c T th(j-c) 

Chip – Kühlkörper (Module ohne Bodenplatte): DT =T – T = P · R /IGBT-Schalter 

(j-s) j s T th(j-s) 

Sind die Datenblattangaben auf die Temperatur eines modulinternen Temperatursensors bezogen, 

muss berücksichtigt werden, dass dessen Temperatur zwischen Chiptemperatur T und j 

Gehäusetemperatur T (bei Bodenplattenmodulen) bzw. Kühlkörpertemperatur T (bei bodenplat- 

c s 

tenlosen Modulen) liegt. Das thermische Modell ist dann analog Bild 3.6.9 im Kap. 3.6.1.3 abzuwandeln. 

3.3.2.2 Kennwerte der hybrid integrierten Inversdioden (Freilaufdioden) 

Bild 3.3.11 Datenblattauszug Kennwerte einer hybriden Inversdiode (Freilaufdiode) 

Durchlassspannung V F = V EC einer Inversdiode 

Kollektor-Emitter-Spannungsabfall in Rückwärtsrichtung; Parameter: V GE = 0 V Durchlassstrom 

I F ; Chiptemperatur T j ; Messung auf Chip- oder Terminallevel. An den Durchlasskennlinien in Bild 

3.3.12 wird der im Nennstrombereich von negativ in positiv wechselnde Temperaturkoeffizient von 

V F deutlich. 

170

Bild 3.3.12 Durchlasskennlinien einer Inversdiode (CAL-Diode) 


Schleusenspannung V F0 einer Inversdiode, Ersatzwiderstand r F einer Inversdiode 

Zur Berechnung der Inversdioden-Durchlassverluste werden in den Datenblättern die Elemente 

einer Ersatzgeraden angegeben, die Definitionen entsprechen denen für V CE0 und r CE unter „Kennwerte 

des IGBT“. 

V F = f(I F ) = V F0 + r F · I F 

Parameter: V GE = 0 V, Durchlassstrom I F ; Chiptemperatur T j ; Messung auf Chip- oder Terminallevel 

Rückstromspitze I RRM einer Inversdiode 

Spitzenwert des Rückwärtsstroms nach dem Umschalten von Durchlassstrombelastung der Inversdiode 

(Parameter I F ) auf Sperrbeanspruchung, vgl. Bild 2.3.8 und zugehörige Erklärungen; 

Parameter für die dynamischen Diodenkennwerte I RRM , Q rr und E rr : Betriebsspannung V CC , Diodenstrom 

I F , Steuerspannung V GG- (bzw. V GE ), Abklingsteilheit des Diodenstroms -di F /dt = Kollektorstromsteilheit 

di C /dt beim Einschalten, Chiptemperatur T j ) 

Sperrverzögerungsladung Q rr einer Inversdiode 

Gesamtladungsmenge, die nach dem Umschalten von Durchlassstrombelastung auf Sperrspannung 

aus der Diode in den äußeren Stromkreis abfließt, d.h. vom einschaltenden IGBT übernommen 

werden muss; Sie hängt ab vom Durchlassstrom I F vor dem Umschalten, von der Steilheit des 

abklingenden Stroms –di F /dt, und Chiptemperatur T j (Details s. Erklärungen zu Bild 2.3.9 in Kap. 

2.3). Q rr ist stark temperaturabhängig. 

Ausschaltverlustenergie E rr einer Inversdiode 


E off , E rr als Funktion des Kollektorstromes I C “ ist hier E rr für einen typischen IGBT-Arbeitspunkt angegeben. 

Durch Multiplikation mit der Schaltfrequenz f kann die jeweilige Schaltverlustleistung der 

Inversdioden im Betriebsfall Freilaufdiode bestimmt werden: P off = f · E rr . 

Thermische Widerstände R th(j-c) bzw. R th(j-s) je Inversdiode 

Hier gelten sinngemäß die Ausführungen zum Kennwert „Thermische Widerstände R th(j-c) bzw. 

R th(j-s) je IGBT“, wenn der Begriff „IGBT“ durch „Inversdiode“ und P T durch P D ersetzt werden. Sind 

die Datenblattangaben auf die Temperatur eines modulinternen Temperatursensors bezogen, 

muss berücksichtigt werden, dass dessen Temperatur zwischen Chiptemperatur T j und Gehäusetemperatur 

T c (bei Bodenplattenmodulen) bzw. Kühlkörpertemperatur T s (bei bodenplattenlosen 

Modulen) liegt. Das thermische Modell ist dann analog Bild 3.6.9 im Kap. 3.6.1.3 abzuwandeln. 

171


3.3.2.3 Kennwerte des Modulaufbaus 

Parasitäre Kollektor-Emitter-Induktivität L CE 

Summe aller parasitären Induktivitäten zwischen TOP-Kollektor- und BOT-Emitter-Anschluss, berechnet 

aus dem bei einem Schaltvorgang gemessenen induktiven Spannungsabfall. Die in Bild 

3.3.13 aufgeführten Teilinduktivitäten L C und L E repräsentieren bereits eine Zusammenfassung der 

Induktivitäten von Bondverbindungen und Terminals. 

Bild 3.3.13 Schematische Darstellung der parasitären Induktivitäten und Widerstände in einem IGBT-Modul 

L C + L E = L CE , und R CC’ + R EE’ = R CC’+EE’ 

Parasitäre ohmsche Terminalwiderstände RCC’+EE’ Da V in neueren Datenblättern meist auf Chiplevel (s. entsprechenden Hinweis unter „Con- 

CE(sat) 

ditions“) angegeben wird, müssen in die Berechnung der Sättigungsspannung über den Modul- 

Hauptanschlüssen die Spannungsabfälle über den modulinternen (Bonddrähte, Terminals, …) Leitungswiderständen 

getrennt ermittelt werden. Alle Teilwiderstände eines Halbbrückenmoduls sind 

hierzu im Datenblatt zum Terminalwiderstand R zusammengefasst. Die in Bild 3.3.13 aufge- 

CC’+EE’ 

führten Teilwiderstände R und R repräsentieren ebenfalls bereits eine Zusammenfassung der 

CC´ EE´ 

Widerstände von Bondverbindungen und Terminals. 

Thermischer Widerstand R je IGBT-Modul 

th(c-s) 

Für IGBT-Module mit Bodenplatte beschreibt der thermische Widerstand R den Wärmeübergang 

th(c-s) 

zwischen Modulboden (Index c) und Kühlkörper (Index s – vgl. Bild 3.3.10, Case rated devices). 

Er kennzeichnet die statische Wärmeabführung eines IGBT-Moduls mit einem oder mehreren 

IGBT- und Freilaufdioden-Schaltern und ist von Modulgröße, den Oberflächen von Kühlkörper und 

Modulboden, Dicke und Eigenschaften von Wärmeleitschichten zwischen Modul und Kühlkörper, 

der Kühlkörperoberfläche und dem Anzugsdrehmoment der Befestigungsschrauben abhängig. 

Die Temperaturdifferenz DT zwischen Gehäusetemperatur T und Kühlkörpertemperatur T c-s c s 

bei konstanter Verlustleistung P der im Modul enthaltenen IGBT und Dioden ergeben sich zu 

V 

DT = T - T = SP · R c-s c s V th(c-s) 

Bei Modulen ohne Bodenplatte (SEMITOP, SKiiP, SKiM, MiniSKiiP) ist eine getrennte Bestimmung 

von R und R nicht möglich. Hier kann nur R je IGBT-Schalter bzw. Diode (alle parallel 

th(j-c) th(c-s) th(j-s) 

geschalteten Chips jeweils zusammengefasst) angegeben werden (Bild 3.3.10 - Heatsink rated 

devices). Sind die Datenblattangaben auf die Temperatur eines modulinternen Temperatursensors 

bezogen, muss berücksichtigt werden, dass dessen Temperatur zwischen Chiptemperatur T und j 

Gehäusetemperatur T (bei Bodenplattenmodulen) bzw. Kühlkörpertemperatur T (bei bodenplat- 

c s 

tenlosen Modulen) liegt. Das thermische Modell ist dann analog Bild 3.6.9 im Kap. 3.6.1.3 abzuwandeln. 

172


Thermische Impedanzen Z th(j-c) bzw. Z th(j-c)I je IGBT und Z th(j-c)D je Inversdiode 

Außer den thermischen Widerständen enthält das thermische Ersatzschaltbild (Bild 3.3.14) auch 

thermische Impedanzen, die das dynamische Wärmeabführungsverhalten beschreiben. In den 

Datenblättern sind die thermischen Impedanzen Z th entweder numerisch als Parameter R i und 

t i eines thermischen Modells mit 3 oder 4 Zeitkonstanten oder als Diagramm [Fig. 9] dargestellt 

(siehe Bild 3.3.23 und die Erklärungen hierzu). 

Bild 3.3.14 Dynamisches thermisches Modell mit t = R · C i thi thi 

Parallel geschaltete IGBT- oder Diodenchips werden als ein Bauelement betrachtet. Für bodenplattenlose 

Module müssen anstelle des Modulkennwertes Z die Z je IGBT und Z je 

th(j-c) th(j-s)I th(j-s)D 

Inversdiode angegeben werden. Sind die Datenblattangaben auf die Temperatur eines modulinternen 

Temperatursensors bezogen, muss berücksichtigt werden, dass dessen Temperatur zwischen 

Chiptemperatur T und Gehäusetemperatur T (bei Bodenplattenmodulen) bzw. Kühlkörpertempe- 

j c 

ratur T (bei bodenplattenlosen Modulen) liegt. Das thermische Modell ist dann analog Bild 3.6.9 

s 

im Kap. 3.6.1.3 abzuwandeln. 

Mechanische Kennwerte M s , M t , w 

In den Datenblättern werden als mechanische Kennwerte angegeben: 

Anzugsdrehmoment M der Befestigungsschrauben (Mindest- und Höchstwert) 

s 

Anzugsdrehmoment M der Anschlussterminals (Mindest- und Höchstwert) 

t 

Gewicht w des Moduls. 

Kennwerte eines internen Temperatursensors R , R , B , Toleranz 

ts 100 100/125 

Module verschiedener SEMIKRON Produktfamilien (SEMiX, MiniSKiiP, SKiiP, SEMITOP, SKiM) 

enthalten Temperatursensoren, die in der Nähe der Chips auf dem DCB-Keramiksubstrat angeordnet 

sind. Diese Sensoren bilden in Abhängigkeit von ihrer Position eine Temperatur in der Nähe 

der Bodenplattentemperatur (für Module mit Bodenplatte) bzw. in der Nähe der Kühlkörpertemperatur 

(für Module ohne Bodenplatte) ab. Abhängig von der Produktfamilie kommen PTC (Positive 

Temperature Coeffizient) oder NTC (Negative Temperature Coeffizient) Widerstände zum Einsatz, 

deren Widerstandswert mit wachsender Temperatur steigt bzw. fällt. Die Temperatursensoren werden 

im Datenblatt nach ihrem Widerstand R ts oder R 100 bei 25°C und 100°C, der Messtoleranz bei 

100°C sowie teilweise zusätzlich durch den Koeffizienten B 100/125 spezifiziert. Näheres zu den in 

den einzelnen Produktgruppen eingesetzten Sensortypen und deren Eigenschaften enthält Kap. 

2.6. 

3.3.3 Diagramme 

Der Reihenfolge in den Datenblättern folgend, enthält dieses Kapitel einige Hinweise zu den im 

Datensatz von IGBT-Modulen enthaltenen Diagrammen, die sich im Allgemeinen auf einen IGBT- 

Schalter/eine Freilaufdiode beziehen. Nicht alle der aufgeführten Diagramme sind in den Datenblättern 

aller Modulfamilien enthalten. Wird ein aufgeführtes Diagramm in anderen Kapiteln noch 

detaillierter erklärt, erfolgt ein Verweis dorthin. 

173


[Fig. 1] Typische Ausgangskennlinien I C = f(V CE ) in Vorwärtsrichtung einschließlich R CC’+EE’ 

Ausgangskennlinienfelder für T j = 25°C und 125°C/150°C im Sättigungsbereich mit V GE als Parameter 

(Bild 3.3.15); Erkennbar sind der positive Temperaturkoeffizient der Kollektor-Emitter- 

Sättigungsspannung V CE(sat) und deren Absinken mit Erhöhung der Gate-Emitter-Spannung V GE . 

Im Gegensatz zu den tabellarischen Kennwertangaben ist hier der Spannungsabfall über den Modulanschlüssen 

dargestellt, d.h. V CE(sat) einschließlich der Spannungsabfälle über den parasitären 

Terminalwiderständen R CC’+EE’ . 

Bild 3.3.15 Typische Ausgangskennlinien eines IGBT 

Die Durchlassspannung V weist bereits ab niedrigen Strömen einen positiven Temperaturko- 

CE(sat) 

effizienten auf. 

[Fig. 2] Kollektorstrom-Derating in Abhängigkeit von der Gehäusetemperatur 

Bild 3.3.16 zeigt das notwendige Derating des Kollektor-Gleichstroms (ohne zusätzliche Schaltverluste) 

bei Gehäusetemperaturen abweichend von den im Datenblatt für den Grenzwert I C als 

Parameter angegebenen Bezugstemperaturen T c = 25°C oder 80°C. Oberhalb T c = 25°C folgt die 

Abhängigkeit der Beziehung I C = (T j(max) – T c ) / R th(j-c) · V CE(sat) , für Gehäusetemperaturen T c < 25°C 

bleibt der höchstzulässige Kollektor-Gleichstrom auf den Datenblatt-Grenzwert I C begrenzt. 

174

Bild 3.3.16 Kollektorstrom-Derating als Funktion der Gehäusetemperatur 


[Fig. 3] Typische Ein- und Ausschaltverlustenergien E on , E off und E rr in Abhängigkeit vom 

Kollektorstrom I C 

Für einen typischen Arbeitspunkt mit hoher IGBT-Auslastung zeigt Bild 3.3.17 die in der Messschaltung 

mit ohmsch-induktiver Last ermittelten Ein- und Ausschaltverlustenergien E on , E off des 

IGBT und der Ausschaltverlustenergie E rr der Inversdiode in der Anwendung als Freilaufdiode in 

Abhängigkeit vom Kollektorstrom I C . Durch Multiplikation mit der Schaltfrequenz f kann die jeweilige 

Schaltverlustleistung bestimmt werden. 

Bild 3.3.17 Ein- und Ausschaltverlustenergien von IGBT und Freilaufdiode als Funktion des Kollektorstroms 

[Fig. 4] Typische Ein- und Ausschaltverlustenergien E on , E off und E rr in Abhängigkeit der externen 

Gatevorwiderstände R G (R Gon , R Goff ) 

Für einen typischen Arbeitspunkt mit hoher IGBT-Auslastung zeigt Bild 3.3.18 für unterschiedliche 

externe Gatevorwiderstände R G die in der Messschaltung mit ohmsch-induktiver Last ermittelten 

Ein- und Ausschaltverlustenergien E on , E off des IGBT und der Ausschaltverlustenergie E rr der im 

175


Modul enthaltenen Inversdiode in der Anwendung als Freilaufdiode in Abhängigkeit vom Gatewiderstand. 

Durch Multiplikation mit der Schaltfrequenz f kann die jeweilige Schaltverlustleistung 

bestimmt werden. 

Bild 3.3.18 Ein- und Ausschaltverlustenergien von IGBT und Freilaufdiode als Funktion des Gatewiderstands 

[Fig. 5] Typische Übertragungskennlinie I C = f(V GE ) 

Die Übertragungskennlinie in Bild 3.3.19 beschreibt das Verhalten des IGBT im aktiven Bereich 

bei V CE = 20 V (Linearbetrieb). Der Kollektorstrom ist hier über I C = g fs · (V GE -V GE(th) ) mit der Gate- 

Emitter-Spannung verkoppelt. 

Bild 3.3.19 Übertragungskennlinie eines IGBT 

[Fig. 6] Typisches Gateladungsdiagramm V GE = f(Q G ) 

Bild 3.3.20 zeigt die Gate-Emitter-Spannung V GE des IGBT als Funktion der zugeführten Gateladung 

Q G bei 50 % der höchstzulässigen Kollektor-Emitter-Spannung V CE . Das Gateladungsdiagramm 

enthält den Verlauf von V GE zwischen dem ausgeschalteten Zustand mit einer gebräuchlichen negativen 

Gate-Emitter-Spannung V GE (z.B. -8 V) und dem vollständig eingeschalteten Zustand mit 

176


der höchstzulässigen V GE . Mit diesem Diagramm kann die Ladungsmenge Q G ermittelt werden, die 

dem Gate zugeführt werden muss, um den IGBT vom Sperrzustand in den Sättigungszustand zu 

steuern (s. auch Bild 3.3.6 und die zugehörigen Erklärungen). 

Bild 3.3.20 Gateladungsdiagramm eines IGBT 

[Fig. 7] Typische Abhängigkeit der Schaltzeiten vom Kollektorstrom 

Für einen typischen Arbeitspunkt zeigt Bild 3.3.21 die in der Messschaltung mit ohmsch-induktiver 

Last ermittelten Schaltzeiten t (Einschaltverzögerungszeit), t (Anstiegszeit), t (Ausschalt- 

d(on) r d(off) 

verzögerungzeit) und t (Fallzeit) in Abhängigkeit vom Kollektorstrom I . 

f C 

Bild 3.3.21 Ein- und Ausschaltzeiten eines IGBT als Funktion des Kollektorstroms 

[Fig. 8] Typische Abhängigkeit der Schaltzeiten von der Größe der externen Gatevorwiderstände 

R G (R Gon , R Goff ) 

Für einen typischen Arbeitspunkt zeigt Bild 3.3.22 für unterschiedliche externe Gatevorwiderstände 

R G die in der Messschaltung mit ohmsch-induktiver Last ermittelten Schaltzeiten t d(on) (Ein- 

177


schaltverzögerungszeit), t r (Anstiegszeit), t d(off) (Ausschaltverzögerungzeit) und t f (Fallzeit) in Abhängigkeit 

vom Kollektorstrom I C . 

Bild 3.3.22 Ein- und Ausschaltzeiten eines IGBT und Freilaufdiode als Funktion des Gatewiderstands 

[Fig. 9] Typische thermische Impedanzen Z th(j-c) oder Z th(j-s) von IGBT und Inversdiode 

Bild 3.3.23 enthält eine doppelt logarithmische Darstellung der thermischen Impedanzen Z th(j-c) 

zwischen Chip und Gehäuse von IGBT und Inversdiode im Einzelimpulsbetrieb als Funktion der 

Pulsdauer t p , vgl. auch Erklärungen zu den Kennwerten Z th . 

Bei Modulen ohne Bodenplatte (z.B. SEMITOP, SKiM, MiniSKiiP) ist die einzelne Bestimmung von 

Z th(j-c) nicht möglich. Stattdessen wird hier Z th(j-s) je IGBT bzw. Dioden (alle parallel geschalteten 

Chips jeweils zusammengefasst) angegeben. Die in Bild 3.3.23 dargestellten thermischen Impedanzen 

im Einzelpulsbetrieb charakterisieren den Anstieg der Chiptemperatur während eines definierten 

Verlustleistungspulses bei festgehaltener Bodenplattentemperatur (Z th(j-c) ) bzw. Kühlkörpertemperatur 

(Z th(j-s) ). Nach erfolgtem Temperaturausgleich erreichen Z th(j-c) bzw. Z th(j-s) als statischen 

Endwert R th(j-c) bzw. R th(j-s) . 

Bild 3.3.23 Thermische Impedanzen von IGBT und Inversdiode eines Bodenplattenmoduls 

178


[Fig. 10] Typische Durchlasskennlinien einer Inversdiode I F = -I C = f(V F ) einschließlich R CC’+EE’ 

Bild 3.3.24 zeigt Durchlasskennlinien einer Inversdiode für T j = 25°C und 125/150°C (typische 

Werte). Im Gegensatz zu den tabellarischen Kennwertangaben ist hier der Spannungsabfall über 

den Modulanschlüssen dargestellt, d.h. V F einschließlich der Spannungsabfälle über den parasitären 

Terminalwiderständen R CC’+EE’ . Erkennbar sind die unterschiedlichen Temperaturkoeffizienten 

der Durchlassspannung V F : negativ bei niedrigen und positiv bei hohen Strömen. 

Bild 3.3.24 Durchlasskennlinien einer Inversdiode (CAL Diode) 

[Fig. 11] Typische Rückstromspitze I einer Inversdiode in Abhängigkeit von der Kommu- 

RRM 

tierungssteilheit –di /dt des Durchlassstroms I F F 

Für einen typischen Arbeitspunkt mit hoher Dioden-Auslastung enthält Bild 3.3.25 typische Werte 

des Rückstromscheitelwertes I der Inversdiode in Abhängigkeit von der (Ab-) Kommutierungs- 

RRM 

steilheit –di /dt beim Ausschalten der Diode. Die Einschaltgeschwindigkeit des den Strom über- 

F 

nehmenden IGBT (di /dt) bestimmt abhängig von dessen Gatevorwiderstand R =R das -di /dt 

C g gon F 

der Diode. Als Dimensionierungshilfe sind in diesem Diagramm den di /dt-Werten Widerstandsan- 

F 

gaben für R = R des einschaltenden IGBT zugeordnet. Die Rückstromspitze der Freilaufdiode 

G Gon 

wächst mit dem Kollektorstrom und der Kommutierungssteilheit. 

179


Bild 3.3.25 Rückstromspitze der Freilaufdiode (CAL-Diode) eines IGBT-Moduls 

[Fig. 12] Typische Sperrverzögerungsladung Q rr einer Inversdiode in Abhängigkeit von der 

Kommutierungssteilheit –di F /dt und dem Durchlassstrom I F vor dem Abschalten 

Für Arbeitspunkte mit hoher Dioden-Auslastung sind in Bild 3.3.26 typische Werte der Sperrverzögerungsladung 

Q rr in Abhängigkeit von der (Ab-) Kommutierungssteilheit –di F /dt beim Ausschalten 

der Diode und vom vorher geflossenen Durchlassstrom I F dargestellt. -di F /dt wird durch die 

Einschaltgeschwindigkeit des den Strom übernehmenden IGBT (di C /dt) bestimmt, die abhängig 

von dessen Gatevorwiderstand R G = R Gon ist. Als Dimensionierungshilfe sind in diesem Diagramm 

für eine spezifizierte Steuerspannung den di F /dt – Werten Widerstandsangaben für R G = R Gon des 

einschaltenden IGBT zugeordnet. Die Sperrverzögerungsladung der Freilaufdiode steigt mit dem 

Kollektorstrom und geringfügig mit der Kommutierungssteilheit. 

Bild 3.3.26 Sperrverzögerungsladung der Freilaufdiode (CAL-Diode) eines IGBT-Moduls 

180


3.3.4 Höchstzulässige sichere Arbeitsbereiche im Schaltbetrieb 

Für SEMIKRON IGBT-Module sind die Angaben zu den sicheren Arbeitsbereichen aus den Produktdatenblättern 

in den – zu jeder Produktgruppe unter www.semikron.com im entsprechenden 

Produktbereich auffindbaren – „Technical Explanations“ enthalten. Wie schon im Kap. 2.4 dargestellt, 

muss der IGBT beim harten Schalten einen nahezu rechteckigen Arbeitspunktverlauf i = f(u) 

zwischen V CC und I L realisieren. Inwieweit er dies in den verschiedenen Betriebszuständen ohne 

Zerstörungsgefahr kann, wird in den SOA- (Safe Operating Area-) Diagrammen beschrieben: 

SOA für das Einschalten und Einzelpulsbetrieb 

RBSOA (Reverse Biased SOA) für das periodische Ausschalten 

SCSOA (Short Circuit SOA) für die nichtperiodische Abschaltung von Kurzschlüssen 

Die meisten SOA-Diagramme beziehen sich auf Chiplevel, was bedeutet, dass die angegebene 

höchstzulässige Spannung V während des Ausschaltens an den Modulanschlüssen um die an 

CES 

den parasitären Modulinduktivitäten L induzierte Spannung unterschritten bleiben muss (RB- 

CE 

SOA, SCSOA). Somit hängt die Einschränkung der RBSOA- und SCSOA-Grenzen an den Modulanschlüssen 

gegenüber den chipbezogenen Angaben auch von den Ansteuerbedingungen ab. 

3.3.4.1 Höchstzulässiger sicherer Arbeitsbereich für Einzelpulse und periodisches Einschalten 

(SOA) 

Bild 3.3.27 zeigt im doppelt logarithmischen Maßstab den höchstzulässigen Arbeitspunktverlauf 

I = f(V ) im Einzelpulsbetrieb. Die Darstellung in Bild 3.3.27 erfolgt auf die Grenzwerte V und 

c CE CES 

I bezogen, vgl. Kap. 3.3.1. 

CRM 

Die SOA-Begrenzungen sind: 

- höchstzulässiger Kollektorstrom (waagerechte Begrenzung) 

- höchstzulässige Kollektor-Emitter-Spannung (senkrechte Begrenzung) 

Von Bedeutung ist, dass die aufgetragenen Grenzwerte für Ströme gelten, die den IGBT-Chip nicht 

über die höchstzulässige Chiptemperatur T j = 150°C bzw. 175°C hinaus erwärmen. IGBT-Module 

dürfen nur als Schalter betrieben werden. Nur während der Schaltvorgänge ist das Durchfahren 

der linearen Kennlinienbereiche als aktiver Verstärker I C =f(V GE ) zulässig. Längerer Analogbetrieb 

ist unzulässig, da hier aufgrund von Streuungen der Transferkennlinien (Plateauspannungen) zwischen 

einzelnen IGBT-Zellen oder auch parallelen Chips lokale Überlastungen entstehen würden. 

Daher sind frühere Darstellungen mit diagonalen Kennlinien mit max. Pulsdauern für verschiedene 

Pulsströme und DC-Betrieb bis zur maximalen Verlustleistung unzutreffend. 

Bild 3.3.27 Höchstzulässiger sicherer Arbeitsbereich I C = f(V CE ) für Einzelpulse und periodisches Einschalten 

(SOA); normiert auf die Grenzwerte V CES und I CRM bezogen 

181


3.3.4.2 Höchstzulässiger sicherer Arbeitsbereich beim periodischen Ausschalten (RBSOA) 

Beim periodischen Ausschalten ist der IGBT prinzipiell in der Lage, bis zum Erreichen von T j(max) 

und unter festgelegten Ansteuerbedingungen den Strom I Cpuls = I CRM hart auszuschalten, sofern V CE 

(direkt am Chip) maximal die Höhe von V CES erreicht (Einfluss parasitärer Induktivitäten und der 

Ansteuerbedingungen vgl. Kap. 5.4 und 5.6). In vielen Datenblättern wird I CRM mit 2 · I Cnom angegeben 

und entspricht somit dem früher spezifiziertem Grenzwert I CM . 

Für die aktuell in SEMIKRON IGBT-Modulen eingesetzten IGBT4 Chips (T4, E4) lässt der Chiphersteller 

I CRM = 3 x I Cnom zu. Mit dem für den Nennarbeitspunkt gegebenen Gatewiderstand und 

gleichzeitig hoher Zwischenkreisspannung sind diese Ströme nicht in jedem Fall abzuschalten 

ohne mit der Abschaltüberspannung V CES zu überschreiten. Wie Untersuchungen zeigen, kann es 

beim periodischen Ausschalten solch hoher Ströme an den heißesten Chips bereits zur vorzeitigen 

Entsättigung mit starkem Anstieg der Verlustleistung kommen. Aus diesen Gründen empfiehlt 

SEMIKRON nur in Ausnahmefällen und mit besonderen Maßnahmen z.B. reduzierte Zwischenkreisspannung, 

aktives Clamping, sehr langsames Ausschalten oder Ausschaltentlastung höhere 

Ströme als die für die Vorgängergeneration im RBSOA zulässigen Wert von 2 · I Cnom abzuschalten. 

Bei wiederholtem Wirksamwerden der vorgenannten Punkte ist mit erhöhten Verlusten zu rechnen, 

die bei der Halbleiterauslegung zu berücksichtigen sind. Der beim periodischen Ausschalten 

eines IGBT höchstzulässige Arbeitsbereich ist in Bild 3.3.28 dargestellt. 

Bild 3.3.28 Höchstzulässiger sicherer Arbeitsbereich beim periodischen Ausschalten (RBSOA) eines 

1200 V-IGBT; T < T ; V =+-15 V; R =R j j(max) GE G G(nom) 

Der durchgezogene Verlauf in Bild 3.3.28 zeigt den zulässigen Arbeitsbereich auf Chiplevel. Durch 

die beim Ausschalten an den parasitären Modulinduktivitäten L induzierte Spannung ergibt sich 

CE 

abhängig vom Kollektorstrom und den Ansteuerbedingungen beim Ausschalten eine Reduzierung 

des RBSOA, die sich mit der nachstehenden Gleichung überschlägig bestimmen lässt. 

182 

V CEmax T : Höchstzulässige Kollektor-Emitter-Spannung an den Modulterminals 

Die maximale Spannung an den Klemmen ist beispielhaft für eine Modulinduktivität von 20 nH als 

gestrichelte Linie dargestellt.

3.3.4.3 Höchstzulässiger sicherer Arbeitsbereich im Kurzschluss 


Unter bestimmten Bedingungen ist der IGBT prinzipiell in der Lage, Kurzschlüsse aktiv abzuschalten. 

Aufgrund des Betriebes im aktiven Arbeitsbereich entstehen dabei sehr hohe Verluste, die 

kurzzeitig zur Erhöhung der Chiptemperatur bis weit über T j(max) führen. Ein Stabilisierungseffekt 

wird dabei durch den positiven Temperaturkoeffizienten der Übertragungskennlinie erreicht, der 

den Kurzschlussstrom in der Praxis auf 4…16 · I Cnom begrenzt. 

Beim Abschalten eines Kurzschlusses muss verhindert werden, dass die durch den hohen abzuschaltenden 

Kurzschlussstrom an den parasitären Induktivitäten im Kommutierungskreis induzierte 

Spannung zu einer Überschreitung von V CES führt. Um die von den IGBT-Chips aufzunehmende 

Energie zu begrenzen, sind die zulässigen Bedingungen für Kurzschlussabschaltung wie folgt 

begrenzt: 

- Der Kurzschluss muss innerhalb von maximal 10 µs (bei 600 V Trench-IGBT 6 μs) erkannt und 

abgeschaltet werden. 

- Die Zeit zwischen zwei Kurzschlüssen muss mindestens 1 Sekunde betragen. 

- Es dürfen während der Gesamtbetriebsdauer des IGBT weniger als 1000 Kurzschlüsse auftreten. 

- Die zulässige Chiptemperatur vor dem Kurzschlussfall ist auch bei IGBT4 (T j(max) = 175°C) auf 

150°C begrenzt. 

- Die höchstzulässige Spannung V CC ist reduziert, z.B. bei 1200 V IGBT4 auf 800 V. 

- Es gelten Grenzwerte für das –di c /dt, die durch die Ansteuerbedingungen realisiert werden müssen 

und in Extremfällen nur mittels mehrstufigem Ausschalten („soft turn off“, vgl. Kap. 5.1.1) zu 

realisieren sind. 

- Ggf. muss mittels Clamping ein unzulässiges Ansteigen der Gate-Emitter-Spannung während 

der Kurzschlussabschaltung verhindert werden. 

Bild 3.3.29 zeigt ein Beispiel für die Abhängigkeit des zulässigen Kurzschlussstroms I SC (bezogen 

auf I Cnom ) vom Verhältnis V CE /V CES für ein bestimmtes di/dt beim Ausschalten. Auch hier muss berücksichtigt 

werden, dass die Spannung auf Chiplevel um den Betrag L S · di/dt größer ist als an 

den Terminals, so dass die maximal außen auftretende Spannung um diesen Wert zu reduzieren 

ist. 

Bild 3.3.29 Höchstzulässiger sicherer Arbeitsbereich im Kurzschluss (SCSOA) 

183


3.4 Leistungs-MOSFET-Module 

Bei Auswahl oder Vergleich der Eigenschaften von MOSFET-Modulen anhand der Datenblattangaben 

muss beachtet werden, dass die Datenblattangaben unterschiedlicher Halbleiterhersteller 

aufgrund unterschiedlicher Spezifikationsbedingungen nur sehr begrenzt direkt vergleichbar sind. 

Aufgrund komplexer, applikationsabhängiger Wechselwirkungen zwischen den Bauteileigenschaften 

sind hierzu in vielen Fällen begleitende Messungen zwingend erforderlich. 

Historisch gewachsen, weisen auch SEMIKRON-Datenblätter unterschiedliche MOSFET-Modulgenerationen 

und unterschiedliche Modulbauformen Unterschiede in Struktur, Datenumfang und 

Spezifikationsbedingungen auf. Da im Rahmen der Produktpflege eine Vereinheitlichung erfolgen 

wird, soll nachfolgend im Wesentlichen auf die Datenblätter des neuesten Standes 01/2010 

eingegangen werden. Wo erforderlich, wird ggf. auf abweichende Datenblattstrukturen noch in 

Fertigung befindlicher, älterer Modultypen hingewiesen. Die grundsätzliche Datenblattstruktur entspricht 

dem zu Beginn des Kap. 3.3 für IGBT-Module dargestellten Aufbau. 

Wichtige, einheitlich für alle Typen einer Produktgruppe geltende Grenz- und Kennwertangaben 

für SEMIKRON Leistungs-MOSFET-Module sind nicht in den typbezogenen Datenblättern, sondern 

in den „Technical Explanations“ der Produktgruppe enthalten. 

3.4.1 Grenzwerte 

In den Datenblättern werden die Grenzwerte für die verschiedenen Komponenten (oder „Funktionen“, 

wie Vorwärtsverhalten und Inversleitfähigkeit bei MOSFET) eines Moduls getrennt spezifiziert. 

Alle Grenzwerte beziehen sich stets auf einen Schalter, unabhängig von der Anzahl der im 

Transistormodul tatsächlich je Schalter parallel geschaltete MOSFET-Chips. 

Bild 3.4.1 Datenblattauszug Grenzwerte eines MOSFET-Moduls 

3.4.1.1 Grenzwerte der Leistungs-MOSFET in Vorwärtsrichtung 

Drain-Source-Spannung V DSS 

Höchstzulässige Spannung zwischen Drain- und Sourcekontakt der MOSFET-Chips bei kurzgeschlossener 

Gate-Source-Strecke; Parameter: Gehäusetemperatur T c = 25°C, bei bodenplattenlosen 

Modulen Kühlkörpertemperatur T s = 25°C 

Aufgrund der Temperaturabhängigkeit der Avalanche-Durchbruchspannung sinkt die höchstzulässige 

Drain-Source-Spannung mit der Temperatur. In allen Betriebsfällen darf die Summe aus 

Betriebsspannung V DD und Schaltüberspannung DV DS = L s · di D /dt die Spannung V DSS nicht überschreiten 

(L s : Summe der parasitären Induktivität im Kommutierungskreis), vgl. Kap. 5.1. 

184

Gate-Source-Spannung V GSS 


Höchstzulässige Spannung zwischen Gate- und Sourcekontakt der MOSFET-Chips; Parameter: 

Gehäusetemperatur T c = 25°C 

Drain-Gleichstrom ID Höchstzulässiger Dauergleichstrom über den Drainanschluss, bei dem die höchstzulässige Chiptemperatur 

erreicht wird; Parameter: Gehäusetemperatur, T = 25°C/80°C, bei bodenplattenlosen 

c 

Modulen Kühlkörpertemperatur T = 25°C/80°C; bei in PCBs einlötbaren Modulen (SEMITOP) zu- 

s 

sätzlich maximale PCB-Temperatur an den Anschlussterminals; Chiptemperatur T = T j j(max) 

I ergibt sich für Module mit Bodenplatte aus 

D 

2 I = Ptot(max) /R mit P = (T – T )/R , 

D 

DS(on) tot(max) j(max) c th(j-c) 

für Module ohne Bodenplatte aus 

2 I = Ptot(max) /R mit P = (T – T )/R . 

D 

DS(on) tot(max) j(max) s th(j-s) 

Da I ein rein statischer Maximalwert ist, kann dieser im Schaltbetrieb nicht ausgenutzt werden. 

D 

Periodischer Drainstrom-Spitzenwert IDM Höchstzulässiger Scheitelwert des Stromes über dem Drainanschluss im Pulsbetrieb; Parameter: 

Pulsbreite t , Gehäusetemperatur T = 25°C oder 80° und Puls-Pausen-Verhältnis 

p c 


Bereich der zulässigen Chiptemperatur, innerhalb dessen der Leistungs-MOSFET betrieben werden 

darf; Für den Dauerbetrieb wird ein Mindestabstand der Chiptemperatur zu T von 25 K 

j(max) 

empfohlen. 

3.4.1.2 Grenzwerte der Inversdioden (Leistungs-MOSFET in Rückwärtsrichtung) 

Inversdioden-Durchlassstrom (Drain-Gleichstrom in Rückwärtsrichtung) I = -I F D 

Höchstzulässiger Wert des Gleichstromes über den Drainanschluss in Rückwärtsrichtung; Grenzwert 

und Parameter sind identisch mit den Angaben für Vorwärtsrichtung. 

Periodischer Spitzenwert I = -I des Inversdioden-Durchlassstroms 

FM DM 

Höchstzulässiger Scheitelwert des Stromes über den Drainanschluss im Pulsbetrieb; Grenzwert 

und Parameter sind identisch mit den Angaben für Vorwärtsrichtung. 


Bereich der zulässigen Chiptemperatur, innerhalb dessen die Inversdiode betrieben werden darf; 

Für den Dauerbetrieb wird ein Mindestabstand der Chiptemperatur zu T von 25 K empfohlen. 

j(max) 

Grenzwert und Parameter sind identisch mit den Angaben für Vorwärtsrichtung. 

3.4.1.3 Grenzwerte des Modulaufbaus 

Lagertemperaturbereich T stg ; T stg(min) ...T stg(max) ) 

Temperaturbereich, innerhalb dessen das Bauelement ohne elektrische Beanspruchung gelagert 

oder transportiert werden darf 

Löttemperatur T der Anschlussterminals (für Module mit Lötanschlüssen) 

sol 

Höchstzulässige Temperatur der Anschlussterminals beim Einlöten in eine PCB; Parameter: Einwirkungsdauer, 

siehe Montagevorschriften im Kap. 6.3.4 

Isolationsprüfspannung Visol Effektivwert der zulässigen Prüfspannung (Wechselspannung 50 Hz) zwischen den kurzgeschlossenen 

Anschlüssen und dem isolierten Modulboden; Parameter: Prüfzeit (1 min oder 1 s), Details 

siehe Kap. 5.1.1.2 

185


3.4.2 Kennwerte 

In den Datenblättern werden die Kennwerte für die verschiedenen Komponenten (oder „Funktionen“, 

wie Vorwärtsverhalten und Inversleitfähigkeit bei MOSFET) eines Moduls getrennt spezifiziert. 

Alle Kennwerte beziehen sich stets auf einen Schalter, unabhängig von der Anzahl der im 

Transistormodul tatsächlich je Schalter parallel geschalteten Leistungs-MOSFET-Chips. 

3.4.2.1 Kennwerte der Leistungs-MOSFET 

Bild 3.4.2 Datenblattauszug Kennwerte eines Leistungs-MOSFET 

Drain-Source-Durchbruchspannung V (BR)DSS 

Durchbruchspannung zwischen Drain- und Source-Anschluss bei kurzgeschlossener Gate-Source-Strecke 

(V = 0 V); Parameter: Drainsperrstrom I , Gehäusetemperatur T = 25°C 

GS DSS c 

Gate-Source-Schwellenspannung (Einsetzspannung) VGS(th) Gate-Source-Spannung, oberhalb derer nennenswerter Drainstrom fließen kann; Parameter: 

Drain-Source-Spannung V = V , Drainstrom I , Gehäusetemperatur T = 25°C 

DS GS D c 

186

Drain-Reststrom I DSS 


Sperrstrom zwischen Drain- und Source-Anschluss bei kurzgeschlossener Gate-Source-Strecke 

(V GS = 0 V) und höchstzulässiger Drain-Source-Spannung V DS ; Parameter: Chiptemperatur, z.B. 

T j = 25°C und 125°C; I DSS steigt zwischen 25°C und 125°C um den Faktor 3...6 an. 

Gate-Source-Leckstrom IGSS Leckstrom zwischen Gate- und Source-Anschluss bei kurzgeschlossener Drain-Source-Strecke 

(V = 0) und höchstzulässiger Gate-Source-Spannung V ; Parameter: Gate-Source-Spannung 

DS GS 

V = ±20 V 

GS 

Einschaltwiderstand RDS(on) Quotient aus der Änderung der Drain-Source-Spannung V und des Drainstromes I im vollstän- 

DS D 

dig durchgeschalteten MOSFET bei spezifizierter Gate-Source-Spannung V und spezifiziertem 

GS 

Drainstrom I (i.a. bei „Nennstrom“); In diesem Durchlasszustand ist V proportional I , im Groß- 

D DS D 

signalverhalten gilt für die Durchlassspannung V = R · I . Parameter: Gate-Source-Span- 

DS(on) DS(on) D 

nung V = 20 V, Drainstrom I (i.a. „Nennstrom“), Chiptemperatur T = 25°C und 125°C (R GS D j DS(on) 

wächst sehr stark mit der Temperatur!) 

Kapazität zwischen Chip und Gehäuseboden CCHC Kleinsignal-Kapazität zwischen einem MOSFET-Chip und dem Gehäuseboden bei kurzgeschlossener 

Gate-Source-Strecke; Parameter: Drain-Source-Gleichspannung V DS , Messfrequenz 

f = 1 MHz, Gehäusetemperatur T c = 25°C 

Eingangskapazität C , Ausgangskapazität C , Rückwirkungskapazität (Miller-Kapazität) 

iss oss 

Crss Kleinsignal-Kapazitäten die analog zu den Kleinsignalkapazitäten des IGBT definiert sind, vgl. 

Kap. 3.3.2 

Parasitäre Drain-Source-Induktivität LDS Induktivität zwischen Drain- und Source-Anschluss, vgl. Kap. 3.3.2; Parameter: Drain-Source- 

Gleichspannung V , Gehäusetemperatur T = 25°C 

DS c 

Schaltzeiten t d(on) , t r , t d(off) , t f 

Die in den Datenblättern für Leistungs-MOSFET angegebenen Schaltzeiten werden – im Gegensatz 

zum IGBT – praxisfremder bei ohmscher Last in einer Messschaltung nach Bild 3.4.3 ermittelt. 

Die Definition der Schaltzeiten bezieht sich auf die Verläufe der Gate-Source-Spannung, vgl. 

Bild 3.4.3b) und Bild 2.4.19 im Kap. 2.4.3.2 sowie die dortigen Erklärungen zum physikalischen 

Hintergrund der Strom- und Spannungsverläufe beim Schalten. Parameter: Betriebsspannung 

V DD , Drainstrom I D , Steuerspannungen V GG+ , V GG- (bzw. V GS ), externe Gatewiderstände R Gon , R Goff , 

Drainstromsteilheit +di D /dt beim Einschalten bzw. -di D /dt beim Ausschalten und Chiptemperatur T j 

(Schaltzeiten und Schaltverluste steigen mit der Temperatur) 

Zu berücksichtigen ist, dass Schaltzeiten, Strom-/Spannungsverläufe und Schaltverluste in der 

Praxis stark durch Wechselwirkungen zwischen modulinternen und äußeren Kapazitäten, Induktivitäten 

und Widerständen im Gate- und Kollektorkreis beeinflusst werden, weshalb die Datenblattangaben 

für viele Anwendungen lediglich Grundlage einer Grobauswahl sein können und eigene 

Messungen für eine sichere Schaltungsdimensionierung unumgänglich sind. 

187


a) 

b) 

Bild 3.4.3 Schaltzeiten von MOSFET; 

a) Messschaltung; b) Definition der MOSFET-Schaltzeiten bei ohmscher Last 

Die Einschaltverzögerungszeit t d(on) ist das Zeitintervall zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die 

Gate-Source-Spannung v GS 10 % ihres Endwertes erreicht und dem, zu dem die Drain-Source- 

Spannung V DS auf 90 % der Betriebsspannung V DD abgefallen ist. In der nachfolgenden Anstiegszeit 

t r fällt V DS von 90 % auf 10 % der Betriebsspannung V DD ab. Die Summe aus Einschaltverzögerungszeit 

t d(on) und Anstiegszeit t r wird als Einschaltzeit t on bezeichnet. Die 

Ausschaltverzögerungszeit t d(off) ist das Zeitintervall zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die Gate- 

Source-Spannung v GS wieder auf 90 % ihres Endwertes abgefallen ist und demjenigen, zu dem die 

Drain-Source-Spannung V DS auf 10 % der Betriebsspannung V DD angestiegen ist. 

Die Abfallzeit t f ist das Zeitintervall, in dem die Drain-Source-Spannung V DS von 10 % auf 90 % 

der Betriebsspannung V DD ansteigt. Als Ausschaltzeit t off wird die Summe aus Ausschaltverzögerungszeit 

t d(off) und Abfallzeit t f bezeichnet. 

Thermische Widerstände R th(j-c) bzw. R th(j-s) je MOSFET und R th(c-s) je MOSFET-Modul 

Die thermischen Widerstände kennzeichnen die statische Wärmeabführung eines MOSFET- 

Schalters in einem Modul, unabhängig davon, aus wie viel parallel geschalteten Chips der Schalter 

besteht. Normalerweise sind mehrere MOSFET-Schalter in einem Modul angeordnet, so dass 

bereits hier kurz auf das gesamte Modul eingegangen werden soll. Bild 3.3.10 zeigt die unterschiedlichen 

thermischen Modelle für Module mit Bodenplatte (Case rated devices) und ohne 

Bodenplatte (Heatsink ratet devices). Die im Modul entstehenden Verlustleistungen verursachen 

eine Erwärmung aller Chips auf T j = T a + P V · S R th . 

R th(j-c) beschreibt den Wärmeübergang zwischen den MOSFET eines Schalters (Index j) und dem 

Modulboden (Index c). Bei Modulen mit Bodenplatte beschreibt R th(c-s) den Wärmeübergang zwischen 

Modulboden und Kühlkörper (Index s). Da für Module ohne Bodenplatte (SEMITOP) eine 

getrennte Bestimmung nicht möglich ist, wird hier für jeden MOSFET-Schalter der thermische 

Widerstand R th(j-s) zwischen den Chips eines Schalters und dem Kühlkörper angegeben. 

188


R und R sind vor allem von der Chipfläche je Schalter und den Wärmeübertragungseigen- 

th(j-c) th(j-s) 

schaften der isolierenden DCB-Keramik abhängig. R wird außerdem wie R von Dicke und 

th(j-s) th(c-s) 

Eigenschaften von Wärmeleitschichten zwischen Modul und Kühlkörper, der Kühlkörperoberfläche 

und dem Anzugsdrehmoment der Befestigungsschrauben bestimmt. 

Die Temperaturdifferenzen DT über den einzelnen thermischen Widerständen bei konstanter Verlustleistung 

P der im Modul enthaltenen MOSFET-Schalter (unabhängig von der Anzahl im Modul 

V 

ggf. parallel geschalteter Chips) ergeben sich wie folgt: 

- Chip – Bodenplatte (Module mit Bodenplatte): DT = T – T = P · R je MOSFET 

(j-c) j c V th(j-c) 

- Bodenplatte-Kühlkörper (Module m. Bodenpl.): DT = T – T = SP · R je Modul 

(c-s) c s V th(c-s) 

- Chip – Kühlkörper (Module ohne Bodenplatte): DT = T – T = P · R je MOSFET 

(j-s) j s V th(j-s) 

3.4.2.2 Kennwerte der Inversdioden (Leistungs-MOSFET in Rückwärtsrichtung) 

Das Durchlass- und Schaltverhalten der Inversdiode ist dann von Bedeutung, wenn diese an 

Kommutierungsvorgängen beteiligt ist, z.B. als Freilaufdiode in Brückenschaltungen. Wie bereits 

im Kap. 2.4 erklärt, erfolgt die Kommutierung in beiden Richtungen stets zwischen ein- oder ausschaltendem 

MOSFET und Diode im Kommutierungskreis (Freilaufdiode), welche die Inversdiode 

eines anderen MOSFET ist. 

Gemeinsame Parameter für die nachfolgenden Kennwerte: kurzgeschlossene Gate-Source-Strecke 

(V = 0 V), Durchlassstrom I der Inversdiode, Chiptemperatur T sowie für die dynamischen 

GS F j 

Kennwerte die wiederkehrende Sperrspannung V an der Inversdiode (= Betriebsspannung V R DD 

des MOSFET), Abklingsteilheit des Diodenstroms -di /dt (Stromsteilheit des einschaltenden MOS- 

F 

FET) und den externen Gatewiderstand des MOSFET R . G 

Durchlassspannung V F = V SD einer Inversdiode 

Drain-Source-Spannungsabfall in Rückwärtsrichtung, Messung auf Terminallevel 

Rückstromspitze I einer Inversdiode 

RRM 

Spitzenwert des Rückwärtsstroms nach dem Umschalten von Durchlassstrombelastung der Inversdiode 

(Parameter I ) auf Sperrbeanspruchung, vgl. Bild 2.3.8 und zugehörige Erklärungen 

F 

Parameter für die dynamischen Diodenkennwerte I RRM , Q rr und E rr : Betriebsspannung V CC , Diodenstrom 

I F , Steuerspannung V GS , Abklingsteilheit des Diodenstroms -di F /dt = Drainstromsteilheit di D /dt 

beim Einschalten, Chiptemperatur T j ) 

Sperrverzögerungsladung Q rr einer Inversdiode 

Gesamt-Ladungsmenge, die nach dem Umschalten von Durchlassstrom-Belastung auf Sperrspannung 

aus der Diode in den äußeren Stromkreis abfließt, d.h. vom einschaltenden MOSFET 

übernommen werden muss. Sie hängt ab vom Durchlassstrom I vor dem Umschalten, von der 

F 

Steilheit des abklingenden Stroms -di /dt und Chiptemperatur T ; Details s. Erklärungen zu Bild 

F j 

2.3.8 in Kap. 2.3. Q ist stark temperaturabhängig (Verdopplung bis Verachtfachung zwischen 

rr 

25°C und 150°C). 

Sperrverzögerungszeit trr Zeit, die der Inversdiodensperrstrom benötigt, um nach Umschalten mit –di /dt von Durchlass- 

F 

strom-Belastung auf Sperrbeanspruchung den stationären Wert zu erreichen; Details s. Erklärungen 

zu Bild 2.3.8 in Kap. 2.3. t ergibt sich aus Q und I nach der Gleichung 

rr rr RRM 

t ≈ 2 · Q /I rr rr RRM 

t ist stark temperaturabhängig (etwa Verdopplung zwischen 25°C und 150°C). 

rr 

189


3.4.2.3 Mechanische Kennwerte des Moduls 

In den Datenblättern werden als mechanische Kennwerte angegeben: 

Anzugsdrehmoment M 1 , M s der Befestigungsschrauben (Mindest- und Höchstwert), 

Anzugsdrehmoment M 2 , M t der Anschlussterminals (Mindest- und Höchstwert), 

Gewicht w des Moduls. 

3.4.3 Diagramme 

Der Reihenfolge in den Datenblättern folgend, enthält dieses Kapitel einige Hinweise zu den im 

Datensatz von MOSFET-Modulen enthaltenen Diagrammen, die sich im Allgemeinen auf einen 

Teil-MOSFET/eine Freilaufdiode beziehen. Nicht alle der aufgeführten Diagramme sind in den 

Datenblättern aller Modulfamilien enthalten. Wird ein aufgeführtes Diagramm in anderen Kapiteln 

noch detaillierter erklärt, erfolgt ein Verweis dorthin. 

[Fig. 1] Höchstzulässige Gesamtverlustleistung P D als Funktion der Gehäusetemperatur T c 

Bild 3.4.4 Höchstzulässige Gesamtverlustleistung P als Funktion der Gehäusetemperatur T D c 

Ausgehend von der definitionsgemäß bei T = 25°C als Grenzwert aufgeführten, höchstzulässigen 

c 

Verlustleistung P (25°C) = (T – 25K)/R je MOSFET, enthält Bild 3.4.4 das Derating der Ver- 

D j(max) th(j-c) 

lustleistung in Abhängigkeit von der Gehäusetemperatur. 

190


[Fig. 2] Höchstzulässiger sicherer Arbeitsbereich im Einzelpulsbetrieb (SOA) 

Bild 3.4.5 Höchstzulässiger sicherer Arbeitsbereich im Einzelpulsbetrieb (SOA) 

Beim harten Schalten muss der MOSFET einen nahezu rechteckigen Arbeitspunktverlauf i= f(v) 

zwischen V und I realisieren. Inwieweit er dies in den verschiedenen Betriebszuständen ohne 

DD L 

Zerstörungsgefahr kann, wird in den SOA- (Safe Operating Area-) Diagrammen beschrieben. 

Für die Erklärung des Diagramms und der einzelnen Begrenzungen gelten die Aussagen aus 

Kap. 3.3.4 analog. MOSFET-Module dürfen nur im Schaltbetrieb den linearen Kennlinienbereich 

durchfahren. Längerer Analogbetrieb ist unzulässig, da hier aufgrund von Streuungen zwischen 

den Chips vorhandene Unsymmetrien und negative Temperaturkoeffizienten der Schwellenspannungen 

thermische Instabilitäten verursacht werden können. 

[Fig. 3] Typische Ausgangskennlinien I = f(V ) in Vorwärtsrichtung 

D DS 

Bild 3.4.6 zeigt das Ausgangskennlinienfeld (typische Werte) mit V als Parameter (vgl. Kap. 2.4.3) 

GS 

Bild 3.4.6 Typische Ausgangskennlinien I D = f(V DS ) in Vorwärtsrichtung 

191


[Fig. 4] Typische Übertragungskennlinie I D = f(V GS ) 

Die in Bild 3.4.7 dargestellte Übertragungskennlinie beschreibt das Verhalten des MOSFET im 

aktiven Bereich bei V DS = 25 V (Linearbetrieb). Der Drainstrom ist über I D = g fs * (V GS - V GS(th) ) mit 

der Gate-Source-Spannung verkoppelt. 

Bild 3.4.7 Typische Übertragungskennlinie I D = f(V GS ) 

[Fig. 5] Typische Abhängigkeit des Einschaltwiderstandes von der Chiptemperatur 

Bild 3.4.8 zeigt den Anstieg des Einschaltwiderstandes R mit der Temperatur. 

DS(on) 

Bild 3.4.8 Typische Abhängigkeit des Einschaltwiderstandes von der Chiptemperatur 

Im Betriebstemperaturbereich 25...150°C verdoppelt sich R DS(on) etwa. Aus dem positiven Temperaturkoeffizienten 

der Durchlassspannung resultieren auch Vorteile, wie relativ einfache Parallelschaltbarkeit 

und hohe Robustheit. 

192


[Fig. 6] Drainstrom-Derating in Abhängigkeit von der Gehäusetemperatur 

Bild 3.4.9 zeigt das notwendige Derating des Drain-Gleichstroms (ohne zusätzliche Schaltverluste) 

bei Gehäusetemperaturen abweichend von den im Datenblatt für den Grenzwert I als Pa- 

D 

rameter angegebenen Bezugstemperaturen T = 25°C oder 80°C. Oberhalb T = 25°C folgt die 

c c 

Abhängigkeit der Beziehung 

. 

Für Gehäusetemperaturen T c < 25°C bleibt der höchstzulässige Drain-Gleichstrom auf den Datenblatt-Grenzwert 

I D beschränkt. 

Bild 3.4.9 Drainstrom-Derating in Abhängigkeit von der Gehäusetemperatur 

[Fig. 7] Typische Abhängigkeit der Drain-Source-Durchbruchspannung von der Temperatur 

Wie Bild 3.4.10 zeigt, wächst die Drain-Source-Durchbruchspannung V (BR)DSS eines MOSFET linear 

mit der Temperatur. Da sich der in den Datenblättern angegebene Grenzwert auf T j = 25°C 

bezieht, müssen bei niedrigeren Chiptemperaturen Deratings in Kauf genommen werden. 

Bild 3.4.10 Typische Abhängigkeit der Drain-Source-Durchbruchspannung von der Temperatur 

193


[Fig. 8] Derating der zulässigen Drain-Source-Spannung in Abhängigkeit von der Abkommutierungssteilheit 

des Drainstroms 

Mit Verkürzung der Ausschaltzeit (Erhöhung des -i /dt) steigt die an den modulinternen Induktivi- 

D 

täten (Terminals, Bondung, …) entstehende Überspannung, d.h., die mögliche Betriebsspannung 

V , an welcher der MOSFET schalten darf, sinkt (vgl. Kap. 5.1.1). Bild 3.4.11 zeigt diese Abhän- 

DD 

gigkeit V = f (-di /dt ≈ I /t ). 

DD D D f 

Bild 3.4.11 Derating der Drain-Source-Spannung in Abhängigkeit von der Abkommutierungssteilheit des 

Drainstroms 

[Fig. 9] Typische Abhängigkeit der internen Kapazitäten von der Drain-Source-Spannung 

In Kap. 2.4 wurde ausführlich auf die Ursachen und das Verhalten der internen Kapazitäten von 

Leistungs-MOSFET eingegangen. Die Angaben in den Kennwerten (siehe auch Parameter/Messbedingungen) 

und in Bild 3.4.12 zeigen die Spannungsabhängigkeit der Kleinsignal-Kapazitäten 

des ausgeschalteten MOSFET und sind für die Auslegung von Leistungsschaltern nur von 

sehr untergeordneter Bedeutung – diese kann besser anhand des Gateladungsdiagramms aus 

Bild 3.4.13 erfolgen. 

Bild 3.4.12 Typische Abhängigkeit der internen Kapazitäten von der Drain-Source-Spannung 

194

[Fig. 10] Typische Gateladungsdiagramm V GS = f(Q G ) 


Bild 3.4.13 zeigt den Verlauf der Gate-Source-Spannung V GS des MOSFET als Funktion der zugeführten 

Gateladung Q G mit der Betriebsspannung V DS als Parameter. Das Gateladungsdiagramm 

enthält den Verlauf von V GS zwischen dem ausgeschalteten Zustand mit V GS = 0 V und dem vollständig 

eingeschalteten Zustand mit der höchstzulässigen V GS . Über dieses Diagramm kann die 

Ladungsmenge Q G ermittelt werden, die dem Gate zugeführt werden muss, um den MOSFET vom 

Sperrzustand in den Sättigungszustand zu steuern. 

Bild 3.4.13 Typisches Gateladungsdiagramm V GS = f(Q G ) 

[Fig. 14] Abhängigkeit der Gate-Source-Schwellenspannung von der Temperatur 

Das Diagramm in Bild 3.4.14 enthält drei Kurven mit typischen und Eckwerten für die Abhängigkeit 

der Gate-Source-Schwellenspannung V GS(th) von der Chiptemperatur T j des MOSFET. 

Bild 3.4.14 Abhängigkeit der Gate-Source-Schwellenspannung von der Temperatur 

Mit Erhöhung von T j sinkt V GS(th) linear ab. Der Temperaturkoeffizient der Schwellenspannung beträgt 

im Bereich -50...+150°C etwa –10 mV/K. Hier liegt eine der Ursachen, dass Module mit Leistungs-MOSFET 

(bestehend aus parallelgeschalteten Chips mit jeweils vielen Einzelzellen) nicht 

195


im aktiven Arbeitsbereich betrieben werden dürfen, da dann der negative Temperaturkoeffizient 

von V GS(th) einer Symmetrierung der Stromaufteilung zwischen den Chips entgegenwirkt. 

3.5 Zusätzliche Angaben für CI, CB und CIB Leistungsmodule 

Höher integrierte, anwendungsfreundliche Modultopologien sind CI (Converter Inverter) und CIB 

(Converter Inverter Brake) Strukturen, die in den Produktgruppen MiniSKiiP und SEMITOP realisiert 

werden. Diese Module enthalten einen ungesteuerten oder halbgesteuerten Ein- oder Dreiphasen-Netzgleichrichter 

(C), einen dreiphasigen Wechselrichter (I) und - als CIB Modul - einen 

IGBT mit Freilaufdiode für die Funktion als Bremschopper (B). Eine weitere Topologie – realisiert 

in den Produktgruppen MiniSKiiP, SEMITOP und SEMIPONT - beinhaltet die Integration eines 

Ein- oder Dreiphasengleichrichters (C) und eines Bremschoppers (B) zum CB Leistungsmodul. 

Beispiele für diese Topologien zeigt Bild 3.5.1. 

Bild 3.5.1 Beispiele für Leistungsmodultopologien a) CB, b) CI, c) CIB 

Innerhalb dieser Topologien unterscheiden sich Module im Umfang der internen Verschaltung und 

in der Integration von Sensorik zur Temperatur- und Strommessung. Eng verwandt hierzu sind 

Leistungsmodule mit Hochsetzsteller für PFC (Power Factor Correction) mit entgegengesetzt verschalteter 

Diode. Statt des Bremschopper-IGBT wird aufgrund der höheren notwendigen Schaltfrequenzen 

hier oft ein MOSFET eingesetzt. Tabelle 3.5.1 zeigt den Bezeichnungsschlüssel von 

SEMIKRON CI, CIB und CB Leistungsmodulen. 

Bezeichnung Converter Inverter Brake Temperatursensor 

1-p 3-p 

MiniSKiiP 

SKiiPxxNABxxx x x x x 

SKiiPxxNEBxxx x x x x 

SKiiPxxNECxxx x x x 

SKiiPxxAHBxxx x* x x 

SKiiPxxANBxxx x x x 

SEMITOP 

SKxxBGDxxx x x 

SKxxBGDxxxT x x 

196


Bezeichnung Converter Inverter Brake Temperatursensor 

1-p 3-p 

SKxxDGDxxxT x x x 

SKxxDGDLxxxT x x x x 

SKxxDGLxxx x x x 

SKxxDHLxxx x* x 

SEMIPONT 

SKDxxx/xxLxx x x x 

SKDHxxx/xxLxx x* 

* halbgesteuerte Gleichrichterbrücke 

Tabelle 3.5.1 Bezeichnungsschlüssel von SEMIKRON CI, CIB und CB Leistungsmodulen 

Für CI, CIB und CB Leistungsmodule entsprechen die Datenblattangaben zu den IGBT und Dioden 

von Inverter und Bremschopper, des Temperatursensors sowie zu den Eigenschaften des 

Leistungsmoduls den im Kap. 3.3 aufgeführten Angaben für IGBT-Module. Für Inverter und Bremschopper 

werden gleiche Freilaufdioden eingesetzt, während der IGBT des Bremschoppers in einigen 

CIB-Modulen kleiner ist als die Inverter-IGBT und deshalb im entsprechenden Datenblatt ggf. 

auf das Datenblatt einer anderen Type verwiesen wird (Bild 3.5.2). 

Bild 3.5.2 Datenblattauszug mit Grenz- und Kennwerten für ein CIB Modul SK50DGDL12T4 

Zusätzlich werden in den Tabellen und Diagrammen die Eigenschaften der Dioden oder Thyristoren 

des Gleichrichters spezifiziert, Erklärungen zu den Grenzwerten, Kennwerten und Diagrammen 

enthalten die Kap. 3.1...3.4. 

197


3.6 Zusätzliche Angaben für IPM 

In IPM (Intelligent Power Modules) ist zusätzlich zu den Leistungshalbleitern die Ansteuerung 

(Treiber oder ein Großteil davon) mit Schutz- und Sensorfunktionalität integriert (MiniSKiiP-IPM). 

Der SKiiP als IPM für den Hochleistungsbereich umfasst zusätzlich die Kühlung, d.h. IGBT-Modul 

und Ansteuerung sind untrennbar auf einem Kühlkörper integriert. Somit kommen für IPM gegenüber 

anderen Leistungsmodulen Datenblattangaben hinzu; andere Angaben können entfallen, da 

der Anwender ohnehin keinen Zugriff auf verschiedene Parameter hat. 

3.6.1 SKiiP 

SKiiP als Hochleistungs-IPM sind als Phasenmodule, H-Brückenmodule, Invertermodule und Invertermodule 

mit Bremschopper verfügbar. Bild 3.6.1 zeigt die Grundstruktur der SKiiP IPM, Bild 

3.6.2 das Blockschaltbild einer Phase mit Treiber und Schutz. 

Bild 3.6.1 Grundstruktur eines SKiiP IPM (links: „GB“-, rechts „GD“-Topologie) 

Bild 3.6.2 Blockschaltbild einer SKiiP-Phase mit Treiber und Schutz 

198


Derzeit werden 3 Generationen SKiiP gefertigt, SKiiP2 mit NPT-IGBT, SKiiP3 mit Trench-IGBT3 

und SKiiP4 mit Trench-IGBT4. Alle SKiiP enthalten 2 bis 4 (bei SKiiP4 auch 6) auf einem Kühlkörper 

aneinander gereihte, gleichartige Halbbrücken („folds“) mit IGBT und Dioden für 1200 V oder 

1700 V Sperrspannung. Bild 3.6.3 zeigt hierzu die unterschiedlichen Schaltungstopologien „GB“ 

(Halbbrücke), „GH“ (2-Phasen H-Brücke), „GD“ (3-Phasen Inverter) und „GDL“ (3-Phasen-Inverter 

mit Bremschopper). 

Bild 3.6.3 SKiiP-Topologien 

199


Die Halbbrücken werden durch einen gemeinsamen Treiber angesteuert, besitzen jedoch jeweils 

separat herausgeführte Leistungsanschlüsse (DC+, AC, DC-), die kundenseitig entsprechend verschaltet 

werden müssen (Beispiel Bild 3.6.4). 

Bild 3.6.4 Leistungsanschlüsse eines SKiiP3 

Für den erfolgreichen Einsatz der SKiiP-Module müssen außer den typenspezifischen Datenblättern 

die für alle Typen der Produktgruppe SKiiP geltenden „Technical Explanations“ beachtet werden, 

die unter www.semikron.com eingesehen werden können. Bild 3.6.5 zeigt die grundsätzliche 

Datenblattstruktur eines SKiiP-Moduls. 

Bild 3.6.5 Datenblattstruktur von SKiiP-Modulen 

Im Gegensatz zu den Datenblättern der konventionellen Leistungsmodule enthalten die SKiiP- 

Datenblätter keine Diagramme. Blatt 1 beschreibt das Leistungsteil und enthält neben der Bezeichnung 

und einer Ansicht des Moduls tabellarisch dessen Grenzwerte und Kennwerte. Die 

Kennwerte sind in minimale, typische und maximale Angaben unterteilt. Im grau unterlegten Be- 

200


reich links neben den Grenz- und Kennwertangaben sind allgemeine Angaben zur eingesetzten 

Chiptechnologie und zu den integrierten Komponenten aufgeführt. Weiterhin enthält dieses Feld 

Angaben zu den Klimaklassen, der UL Listung, Erläuterungen zu Fußnoten des Datensatzes und 

ein Prinzipschaltbild des SKiiP-Moduls. In der grau unterlegten Fußzeile aller Datenblattseiten ist 

das Erscheinungsdatum des Datenblattes aufgeführt. Blatt 2 enthält die Grenz- und Kennwerte 

der Treiberschaltung. Im grau unterlegten Bereich sind zusätzlich treiberspezifische Features und 

mögliche Optionen aufgeführt. 

3.6.1.1 Grenzwerte des Leistungsteils 

In den Datenblättern werden die Grenzwerte für das Leistungsteil und den Treiber eines SKiiP 

getrennt voneinander spezifiziert. Alle Grenzwerte des Leistungsteils beziehen sich stets auf einen 

Schalter (Zweig), unabhängig von der Anzahl der im Transistormodul tatsächlich je Schalter 

(Zweig) parallel geschaltete IGBT- oder Diodenchips. Für die Grenzwerte des IGBT und der Dioden 

gilt Kap. 3.3. 

DC Link Betriebsspannung VCC Parameter: Kühlkörpertemperatur T = 25°C; Höchstzulässige Betriebsgleichspannung zwischen 

s 

den DC-Anschlüssen eines SKiiP. Dieser Grenzwert gilt unter der Bedingung, dass die DC-Anschlüsse 

mit geeigneten, hochfrequenztüchtigen (MKP) Snubberkondensatoren beschaltet sind 

(Auswahl s. Technical Explanations und [AN1]). 

Bis zur angegebenen Betriebsgleichspannung kann der SKiiP bei einer ausreichend niederinduktiven 

DC- und AC-Verschienung auch Kurzschlüsse abschalten, ohne dass an den Chips VCES überschritten wird. Hinweise zu den notwendigen Eigenschaften und zum Aufbau dieser Verschienungen 

sind ebenfalls in den Technical Explanations sowie in weiteren Applikationshinweisen zu 

finden, die über www.semikron.com zugänglich sind. V darf auch bei gesperrten IGBT nur kurz- 

CC 

zeitig und bis maximal V überschritten werden. 

CES 

Durchlassstrom-Effektivwert I , I AC-terminal t(RMS) 

Grenzwert für die Strombelastung der Leistungsterminals einer Halbbrücke (fold) I , ent- 

AC-terminal 

sprechend I eines IGBT-Moduls (Kap. 3.3.1); Parameter Kühlkörpertemperatur T = 70°C. Auf- 

t(RMS) s 

grund der Rückwirkung der Terminaltemperatur auf die Betriebstemperatur des SKiiP-Treibers ist 

als Parameter eine maximale Terminaltemperatur T (< 115°C) angegeben. 

terminal 

3.6.1.2 Grenzwerte des SKiiP Treibers 

Bild 3.6.6 Datenblattauszug SKiiP-Grenzwerte des Treibers 

Treiber-Betriebsspannung Vs2 absoluter Höchstwert der unstabilisierten Versorgungsspannung für den SKiiP-Treiber 

Eingangssteuerspannung (High-Pegel) Vi Die Eingangsspannungsgrenze ergibt sich aus der Spezifikation des High-Pegels der im Treiber 

zur Eingangssignalformung eingesetzten Logikbausteine. 

201


Spannungsanstiegsgeschwindigkeit auf der Sekundärseite dv/dt 

Höchstzulässige Spannungsanstiegsgeschwindigkeit auf der Sekundärseite (Leistungsseite) beim 

Schalten der IGBT, bei der noch ein störungsfreier Betrieb des Treibers möglich ist 

Isolationsprüfspannung VisolIO Effektivwert der zulässigen Prüfspannung (Wechselspannung 50 Hz) zwischen den kurzgeschlossenen 

Ein- und Ausgangsanschlüssen des Treibers; Parameter: Prüfzeit, z.B. t = 2 s 

Teilentladungs-Aussetzspannung VisolPD Effektivwert der Teilentladungs-Aussetzspannung (Wechselspannung 50 Hz) zwischen den kurzgeschlossenen 

Ein- und Ausgangsanschlüssen des Treibers; Parameter: Teilentladungs-Grenzwert, 

z.B. Q ≤ 10 pC 

PD 

Isolationsprüfspannung Visol12 Effektivwert der zulässigen Prüfspannung (Wechselspannung 50 Hz) zwischen den BOT- und 

TOP-Ausgangsanschlüssen des Treibers; Parameter: Prüfzeit, z.B. t = 2 s 

Schaltfrequenz fsw Höchstzulässige Pulsfrequenz bei Pulsweitenmodulation, begrenzt durch den höchstzulässigen 

Ausgangsstrom I der Treiber-Spannungsversorgung bzw. die Treiberverlustleistung. Parame- 

G(AV) 

ter: Umgebungstemperatur (Datenblattangabe für T = 25°C), Derating bei höheren Umgebungs- 

a 

temperaturen entsprechend der Angaben in den „Technical Explanations“, (Bild 3.6.7). 

Bild 3.6.7 Derating der höchstzulässigen Schaltfrequenz von SKiiP3 bei T a > 25°C 

Betriebstemperaturbereich T op und Lagertemperaturbereich T stg 

Vgl. Kap. 3.3.1 und 6.2; höchstzulässige Betriebs- und Lagertemperatur des Treibers sind mit 

85°C niedriger als der Grenzwert T jmax des SKiiP-Leistungsteiles. 

Grundwellenfrequenz des Ausgangsstroms fout Höchstzulässige Grundwellenfrequenz des Ausgangsstroms, begrenzt durch die Eigenschaften 

der SKiiP-internen Stromsensoren und deren Auswerteelektronik 

Beim SKiiP3 und PWM ist dieser Grenzwert für die Pulsfrequenz f nutzbar, sofern die Amplitude 

sw 

I der ersten Harmonischen des Sensorstromes maximal den Nennstrom I erreicht. Für ein 

peak(1) C 

Rechtecksignal kann diese wie folgt berechnet werden: 

202


Zusätzlich muss berücksichtigt werden, dass I AC-terminal auf 400 A RMS je Halbbrücke (fold) begrenzt 

ist und der höchstzulässige Kollektorstrom I C temperaturabhängig ist. Eine weitere Begrenzung 

existiert für den Stromanstieg di/dt des Stromsensorausgangsstromes des SKiiP (Tabelle 3.6.1). 

SKiiP Typ di/dt [A/µs] pro AC- 

Terminal 

di/dt [A/µs] für verbundene 

AC-Terminals 

GD 150 ---- 

2fold 150 300 

3fold 150 450 

4fold 150 600 

Tabelle 3.6.1 Höchstzulässige Stromanstiegsgeschwindigkeiten der SKiiP3 

Für die ältere Baureihe SKiiP2 gilt – abweichend hiervon - eine Begrenzung f out ≤ 1 kHz, da deren 

Stromsensorelektronik nicht für höhere Frequenzen geeignet ist. 

3.6.1.3 Kennwerte des SKiiP-Leistungsteils 

Auch die Kennwerte werden für das Leistungsteil und den Treiber getrennt voneinander spezifiziert. 

Umfang und tabellarischer Aufbau der Kennwertangaben entsprechen im Wesentlichen den 

Angaben für die IGBT-Module, wobei dem Anwender beim SKiiP nicht zugängliche Parameter 

entfallen und einige „Systemparameter“ zusätzlich aufgenommen sind. 

Bild 3.6.8 Datenblattauszug SKiiP-Kennwerte 

203


Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung V CE(sat) 

vgl. Kap. 3.3.2.1 

Die Angabe bezieht sich für SKiiP auf die an den Leistungsterminals gemessene Sättigungsspannung, 

d.h. Spannungsabfälle über den modulinternen Leitungswiderständen R (Bonddrähte, 

CC’+EE’ 

Terminals, …) sind in V enthalten. Parameter: I , T = 25°C/125°C 

CE(sat) C j 

Schleusenspannung V und differenzieller Ersatzwiderstand r der Durchlasskennlinien- 

CE0 CE 

Approximation 

vgl. Kap. 3.3.2 

Die Angabe bezieht sich für SKiiP auf die an den Leistungsterminals gemessene Sättigungsspannung, 

d.h. Spannungsabfälle über den modulinternen Leitungswiderständen R sind enthal- 

CC’+EE’ 

ten. Parameter: T = 25°C/125°C 

j 

Kapazität zwischen SKiiP und Kühlkörper CCHC Kapazität zwischen einer SKiiP-Phase und dem Kühlkörper, gemessen zwischen AC-Ausgang 

und Kühlkörperpotential; Parameter: Gehäusetemperatur T = 25°C 

c 

Durchlassspannung einer Inversdiode V = V F EC 

Kollektor-Emitter-Spannung in Rückwärtsrichtung, vgl. Kap. 3.3.2 

Mechanische Kennwerte M dc , M ac , w 

M dc : Anzugsdrehmoment der DC-Anschlussterminals (Mindest- und Höchstwert) 

M ac : Anzugsdrehmoment der AC-Anschlussterminals (Mindest- und Höchstwert) 

w: Gewichte des SKiiP ohne Kühlkörper und des SEMIKRON Standardkühlkörpers 

Thermische Impedanzen Z th(j-r)I je IGBT und Z th(j-r)D je Inversdiode sowie Z th(r-a) 

In den SKiiP-Datenblättern sind die thermischen Impedanzen numerisch als Parameter R i und t i 

eines 4 Zeitkonstanten-Modells dargestellt (vgl. Kap. 3.3.2). Als Bezugspunkt für die Temperaturen 

und Wärmeströme im SKiiP-Modul ist der integrierte Temperatursensor „r“ festgelegt, dessen 

Temperatur zwischen Chiptemperatur und Kühlkörpertemperatur liegt (Bild 3.6.9). Mit Z th(j-r)I und 

Z th(j-r)D sind die thermischen Impedanzen zwischen IGBT- bzw. Diodenchips und Bezugspunkt Temperatursensor 

bezeichnet, mit Z th(r-a) die thermische Impedanz zwischen Temperatursensor und 

Kühlmedium. 

Bild 3.6.9 Thermisches Modell eines SKiiP mit Temperatursensor 

204

3.6.1.4 Kennwerte des SKiiP-Treibers 

Bild 3.6.10 Datenblattauszug SKiiP-Kennwerte des Treibers 

Bereich der zulässigen Treiber-Versorgungsspannung V S2 


Das in den aktuellen SKiiP-Generationen implementierte Schaltnetzteil kann an einer unstabilisierten 

Versorgungsspannung in den hier angegebenen Grenzen arbeiten. Bei Unterschreitung 

des unteren Grenzwertes wird der Fehlerspeicher gesetzt, der Ausgang ERROR OUT schaltet auf 

HIGH und die IGBT werden ausgeschaltet. Ein Rücksetzen des Fehlerspeichers erfolgt erst, wenn 

intern keine Fehlersignale mehr anstehen und beide Steuersignale für eine Dauer von mindestens 

t pERRRESET im Low-Pegel haben oder ein power on reset erfolgt. Die 24 V Spannungsquelle muss 

eine minimale Spitzenstrombelastbarkeit von 1,5 A besitzen, beim Einschalten muss ein plateaufreier 

Spannungsanstieg innerhalb < 2 s erfolgen (gilt für SKiiP3, SKiiP2 ≤ 50 ms). Hierbei erfolgt 

im SKiiP3 für max. 150 ms ein power on reset, währenddessen keine Schaltsignale am SKiiP- 

Eingang anliegen dürfen. Parameter: Umgebungstemperatur T a = 25°C 

Bereich der zulässigen Treiber-Versorgungsspannung V S1 (nur für SKiiP2) 

Die älteren SKiiP2 können alternativ über einen weiteren Eingang mit 15 V stabilisierter Spannung 

in den angegebenen Grenzen versorgt werden. Auch hier ist ein Unterspannungsschutz analog 

zum 24 V-Eingang vorhanden. Die 15 V-Spannungsquelle muss eine minimale Spitzenstrombelastbarkeit 

von 1,5 A besitzen, beim Einschalten muss ein plateaufreier Spannungsanstieg innerhalb 

≤ 50 ms erfolgen. Hierbei erfolgt für max. 130 ms ein power on reset, währenddessen keine 

Schaltsignale am SKiiP-Eingang anliegen dürfen. Parameter: Umgebungstemperatur T a = 25°C. 

Stromaufnahme des Treibers I S2 und I S1 (I S1 nur für SKiiP2) 

Die Stromaufnahme des SKiiP-Treibers hängt von der Höhe der Versorgungsspannung, der 

Schaltfrequenz, der Gatekapazität der IGBT und dem durch die kompensierenden Stromsensoren 

erfassten AC-Strom ab. In den Datenblättern ist deshalb jeweils eine zugeschnittene Größengleichung 

mit Schaltfrequenz und AC-Strom als Variable angegeben. Die Spannungsquelle sollte 

gegenüber den ermittelten Stromwerten um mindestens 20% überdimensioniert sein. Parameter: 

Umgebungstemperatur T a = 25°C. 

High- und Low-Pegel Eingangs-Sättigungsspannungen V , V it+ it- 

Low-Höchstspannung bzw. High-Mindestspannung der Steuersignale an den Treibereingängen 

entsprechend der gültigen Normen; Parameter: Umgebungstemperatur T = 25°C. 

a 

205


Eingangswiderstand R IN und Eingangskapazität C IN 

Eigenschaften der Treibereingänge; Parameter: Umgebungstemperatur T a = 25°C. 

Verzögerungszeit im Treiber t d(on)IO beim Einschalten und t d(off)IO beim Ausschalten 

Durch die Signallaufzeiten im Treiber verursachte Verzögerungszeiten zwischen Umschalten des 

Treibereinganges und Schalten des IGBT-Leistungsteils. Die Verzögerungszeiten ermöglichen die 

Unterdrückung kurzer Störimpulse am SKiiP-Eingang. Ein- oder Ausschaltsignale mit Impulslängen 

< 625 ns werden zuverlässig unterdrückt, Signale mit Impulslängen > 750 ns zuverlässig 

verarbeitet (Bild 3.6.11). Parameter: Umgebungstemperatur T a = 25°C 

Bild 3.6.11 Funktion der Kurzimpulsunterdrückung im SKiiP-Treiber 

Rücksetzzeit des gesetzten Fehlerspeichers t pERRRESET 

Der Fehlerspeicher im SKiiP kann durch unterschiedliche Fehlersignale gesetzt werden (z.B. Überstrom, 

Übertemperatur, Treiber-Unterspannung und optional DC-Überspannung), siehe „Technical 

Explanations SKiiP“. Daraufhin werden die IGBT durch den Treiber ausgeschaltet. Ein Rücksetzen 

des Fehlerspeichers erfolgt erst, wenn intern keine Fehlersignale mehr anstehen und beide Steuersignale 

für eine Dauer von mindestens t pERRRESET einen Low-Pegel haben oder ein power on reset 

erfolgt. Parameter: Umgebungstemperatur T a = 25°C 

Totzeit t TD („TOP/BOTTOM interlock“) zwischen dem Einschalten der IGBT 

Aufgrund unterschiedlicher Längen von Ein- und Ausschaltvorgang muss bei jeder Kommutierung 

eine Totzeit von wenigen μs erzeugt werden, in der beide Treiberausgänge gesperrt sind. Im Datenblatt 

ist die vom Treiber des SKiiP generierte Totzeit t TD angegeben. Parameter: Umgebungstemperatur 

T a = 25°C 

Da die Totzeit mit dem Ausschalten eines IGBT startet, addiert sie sich nicht zu einer ggf. vom 

Controller generierten Totzeit. Wie Bild 3.6.12 verdeutlicht, entspricht die gesamte Verzögerungszeit 

beim Einschalten eines IGBT der Summe von Totzeit t TD und Verzögerungszeit im Treiber 

t d(on)IO /t d(off)IO . 

206

Bild 3.6.12 Verzögerungszeiten der SKiiP-Steuersignale 

SKiiP-AC-Ausgangsstrom für 8 V-Ausgangssignal am Pin I analogOUT 


Mit den im SKiiP integrierten Stromsensoren wird der über die AC-Anschlüsse fließende Ausgangsstrom 

gemessen. Jede Halbbrücke (fold) besitzt einen eigenen Stromsensor. Im Treiber 

werden die Ausgangssignale dieser Stromsensoren zum Summensignal I analogOUT verknüpft. Bei 

100% des im Datenblatt unter I analogOUT angegebenen Stroms beträgt die Ausgangsspannung am 

entsprechenden Pin 8 V. Da die Treiber für SKiiP3 mit gleicher Chipbestückung, jedoch mit unterschiedlicher 

DCB-Keramik (Al 2 O 3 : SKiiP xx1x… bzw. AlN: SKiiP xx0x…) identisch sind, ist auch 

die Stromnormierung von I analogOUT zum AC-Ausgangsstrom gleich, was jedoch bedeutet, dass die 

jeweilige Relation des Kennwertes I analogOUT zum Grenzwert I C unterschiedlich ist. Parameter: Umgebungstemperatur 

T a = 25°C, maximale Belastung des Ausgangs mit 5 mA 

Höchstzulässiger Ausgangsstrom des 15 V-Ausgangs Is1out Zur Hilfsspannungsversorgung externer Komponenten mit 15 V besitzen SKiiP2 und SKiiP3 einen 

Ausgang, der beim SKiiP2 identisch mit dem Anschluss für die alternative 15 V-Versorgungsspannung 

V ist. I ist der höchstzulässige Strom, der diesem Anschluss bei 24 V Spannungsversor- 

S1 s1out 

gung (V ) entnommen werden kann. Parameter: Umgebungstemperatur T = 25°C 

S2 a 

OCP Trip Level ITRIPSC Das Schutzkonzept der SKiiP beinhaltet eine Over Current Protection (OCP) auf Basis des durch 

die integrierten Stromsensoren gemessenen AC-Ausgangsstroms bei einem Trip Level von 125% 

des unter I angegebenen Stroms. Der OCP Triplevel entspricht damit - unabhängig vom 

analogOUT 

SKiiP-Typ - einer Spannung von 10 V am Anschluss I und ist somit für SKiiP mit gleicher 

analogOUT 

Chipbestückung, jedoch mit unterschiedlicher DCB-Keramik (Al O bzw. AlN) identisch. Hieraus 

2 3 

resultiert eine unterschiedliche Relation zwischen I und Grenzwert I in Abhängigkeit von der 

TRIPSC C 

eingesetzten DCB-Keramik, s. oben. Bei Erreichen des Trip Levels wird der Fehlerspeicher gesetzt, 

der Ausgang ERROR OUT schaltet auf HIGH und die IGBT werden ausgeschaltet. 

Ein Rücksetzen des Fehlerspeichers erfolgt erst, wenn intern keine Fehlersignale mehr anstehen 

und beide Steuersignale für eine Dauer von mindestens t einen Low-Pegel haben oder ein 

pERRRESET 

power on reset erfolgt. Parameter: Umgebungstemperatur T = 25°C 

a 

Erdschlussschutz Trip Level ITRIPSLG Diese Funktion ist nur in den GD- und GDL-Typen der Baureihe SKiiP2 vorhanden. Überschreitet 

der Wert eines AC-Ausgangsstroms den Trip Level I = 30% von I lt. Datenblatt, wird 

TRIPSLG C 

der Fehlerspeicher gesetzt, der Ausgang ERROR OUT schaltet auf HIGH und die IGBT werden 

ausgeschaltet. Ein Rücksetzen des Fehlerspeichers erfolgt erst, wenn intern keine Fehlersignale 

mehr anstehen und beide Steuersignale für eine Dauer von mindestens t einen Low-Pegel 

pERRRESET 

haben oder ein power on reset erfolgt. 

207


Ansprechwert des Übertemperaturschutzes T tp 

Der im SKiiP integrierte Temperatursensor erfasst die Temperatur T r , die bei SKiiP2 und SKiiP3 

näherungsweise der Kühlkörpertemperatur entspricht. Erreicht T r den im Datenblatt angegebenen 

Wert T tp , wird der Fehlerspeicher gesetzt, die Ausgänge OVERTEMP OUT und ERROR OUT 

schalten auf HIGH und die IGBT werden ausgeschaltet. Ein Rücksetzen des Fehlerspeichers erfolgt 

erst, wenn intern keine Fehlersignale mehr anstehen und beide Steuersignale für eine Dauer 

von mindestens t pERRRESET einen Low-Pegel haben oder ein power on reset erfolgt. 

Aufgrund des geringen Abstandes von T (110…115…120°C) zur höchstzulässigen Chiptempe- 

tp 

ratur, ist bei hocheffizienten Kühlsystemen in vielen Fällen kein sicherer thermischer Schutz allein 

durch die Übertemperaturabschaltung möglich. 

Messung der Zwischenkreisspannung U und Ansprechwert der Zwischenkreisspan- 

analogOUT 

nungsüberwachung (Überspannungsschutz) UDCTRIP Mit Ausnahme der SKiiP3 2GB ist für die SKiiP eine Zwischenkreisspannungsüberwachung als Option 

erhältlich, die über eine hochohmsche Differenzmessung (5 MW, qualifiziert nach EN 50178) 

den Istwert der Zwischenkreisspannung auf Niederspannungsniveau zur Verfügung stellt. Dem 

Grenzwert V entspricht U = 9 V ± 2%. Erreicht die Zwischenkreisspannung den Grenz- 

CC analogOUT 

wert V (s. Datenblatt, 900 V für 1200 V-SKiiP, 1200 V für 1700 V-SKiiP), wird der Fehlerspeicher 

CC 

gesetzt, der Ausgang ERROR OUT schaltet auf HIGH und die IGBT werden ausgeschaltet. Ein 

Rücksetzen des Fehlerspeichers erfolgt erst, wenn intern keine Fehlersignale mehr anstehen und 

beide Steuersignale für eine Dauer von mindestens t einen Low-Pegel haben oder ein 

pERRRESET 

power on reset erfolgt. 

Über einen Tiefpassfilter wird zur Störausblendung eine Zeitkonstante von 500 μs realisiert. Diese 

Überwachungsfunktion kann deshalb nicht zur Erfassung sehr steiler Spannungssprünge genutzt 

werden. Parameter: Umgebungstemperatur T = 25°C. 

a 

Eigenschaften des Bremschoppers von SKiiP2 GDL Typen 

Für die innerhalb der älteren Baureihe SKiiP2 erhältlichen SKiiP-Typen „GDL“ - bestehend aus 

einem 3-phasigen Inverter mit zusätzlichem Bremschopper - sind die Eigenschaften und Grenzwerte 

des Bremschoppers nicht gesondert in den Einzeldatenblättern spezifiziert. Bild 3.6.13 zeigt 

das Blockschaltbild des Bremschoppers. 

Bild 3.6.13 Blockschaltbild des Bremschoppers in SKiiP2 “GDL” 

208


Durch einen Zweipunktregler werden – abhängig von der Zwischenkreisspannung – Ein- und Aus- 

Signale für den Chopper-IGBT generiert. Die minimale Einschaltdauer ist auf typ. 30 μs begrenzt. 

Für SKiiP2 1200 V sind zwei GDL-Versionen erhältlich (Tabelle 3.6.2). 

Schaltschwellen Version E für V N = 400 Vac Version A für V N = 460 Vac 

V dmax 730 V 860 V 

V don (Chopper ON) 681 V 802 V 

V doff (Chopper OFF) 667 V 786 V 

Tabelle 3.6.2 Umschaltspannungen der 1200 V SKiiP2 Bremschopper GDL 

Über den Eingang CHOPPER ext./ON kann der Bremschopper extern eingeschaltet werden, solange 

der Fehlerspeicher nicht gesetzt ist und der ERROR-Ausgang HIGH-Pegel hat. Höchstzulässige 

externe Schaltfrequenz ist 5 kHz. Im Bremschopper sind Kurzschlussschutz über 

V CE(sat) -Erfassung, Übertemperaturschutz (T r = 115°C), Treiberspannungsüberwachung und Überspannungsschutz 

(Sperrung der Schaltsignale oberhalb V dmax ) integriert; für detailliertere Informationen 

siehe Technical Explanations SKiiP in www.semikron.com. 

3.6.2 MiniSKiiP IPM 

MiniSKiiP IPM enthalten zusätzlich zum MiniSKiiP-Leistungsteil einen integrierten SOI-Treiber 

für alle IGBT. Auf Basis des Gehäuses MiniSKiiP2 sind die IPM heute bis etwa 15 kW Umrichterleistungen 

vorgesehen und in Inverter- und CIB-Topologie erhältlich. Die Typenbezeichnung 

ist analog zum Standard-MiniSKiiP aufgebaut; der Topologiecode ist jedoch um ein „I“ ergänzt, 

z.B. SKiiP 26NABI066V3 (600 V CIP IPM) oder SKiiP 25ACI12T4V2 (1200 V Inverter IPM). 

Bild 3.6.14 zeigt Aufbau und Grundstruktur eines SKiiP 26NABI066V3. 

Bild 3.6.14 Aufbau und Grundstruktur eines MiniSKiiP IPM in Konfiguration CIB 

209


Das Datenblatt des MiniSKiiP IPM ist in Grenzwerte und Kennwerte der IGBT, der Dioden, des 

Treibers und des kompletten Systems aufgeteilt. Die Datenblattangaben für IGBT, Dioden, Temperatursensor 

und das System (Gehäuse) entsprechen im Wesentlichen den Angaben zu den Mini- 

SKiiP-Standardtypen, deshalb wird hier nur auf die Angaben zum Treiber eingegangen. 

Zum Verständnis der Datenblattangaben sollen an Bild 3.6.15 die in Tabelle 3.6.3 aufgeführten 

MiniSKiiP IPM-spezifischen Ein- und Ausgänge beschrieben werden. 

Bild 3.6.15 MiniSKiiP IPM (Invertertopologie CIB) mit Beschaltungen 

Anschluss Funktion 

VCC + Treiberkern-Versorgungsspannung 

VSS GND Treiberkern-Versorgungsspannung 

VCCL + Low Side IGBT Versorgungsspannung (extern zu verbinden mit V ) CC 

GND Low Side IGBT Versorgungsspannung (extern zu verbinden mit V ) SS 

V SSL 

V , V , V B1 B2 B3 Bootstrap Spannungen für TOP IGBT, Phase U, V, W 

HIN1, HIN2, HIN3 Steuersignaleingänge für High Side, Phase U, V, W 

LIN1, LIN2, LIN3 Steuersignaleingänge für Low Side, Phase U, V, W 

LIN4 Steuersignaleingang für Bremschopper (CIB-Typen) 

/ERRIN Eingang für externes Fehler-/ Ausschaltsignal (low aktiv) 

ITRIP Komparatoreingang für externen Strommess-Shunt (Überstromabschaltung) 

/ERROUT Ausgang des Fehlerspeichers (low aktiv) 

+T, -T Ausgänge Temperatursensor-Istwert 

L1, L2, L3 AC Eingänge des Netzgleichrichters (CIB-Typen) 

+RECT, -RECT Gleichspannungsausgänge + und - des Netzgleichrichters (CIB-Typen) 

210

Anschluss Funktion 

P +DC Anschluss des Inverters 

NU, NV, NW - DC Anschlüsse, Inverter-Phasen U, V, W 

U, V, W AC Ausgänge, Inverter-Phasen U, V, W 


+B, B, -B Bremschopper-Anschlüsse +DC, Kollektor, -DC (CIB-Typen) 

Tabelle 3.6.3 Anschlüsse eines MiniSKiiP IPM Inverters 

Für die Steuersignal- und Ansteuerenergieübertragung zu den TOP-IGBT der drei Phasen U, V, W 

werden Level-Shifter bzw. Bootstrap-Schaltungen eingesetzt. Bild 3.6.16 zeigt die Grundstruktur 

der Bootstrap-Schaltung für den TOP-IGBT einer Phase, aus der die Bedeutung der Anschlüsse 

V B1 , V B2 und V B3 ersichtlich ist. 

Bild 3.6.16 Grundstruktur der Bootstrap-Schaltung für den TOP-IGBT einer Phase 

Für weitere Details wird auf die „Technical Explanations MiniSKiiP IPM“ unter www.semikron.com 

verwiesen. 

3.6.2.1 Grenzwerte des MiniSKiiP IPM-Treibers 

Bild 3.6.17 Datenblattauszug Grenzwerte des Treibers für MiniSKiiP IPM 

Alle im Datenblatt angegebenen Grenzwerte beziehen sich auf eine Kühlkörpertemperatur von 

25°C. 

211


Treiber-Betriebsspannung V CC 

Absolute Grenzwerte der Versorgungsspannung zwischen den Anschlüssen V CC und V SS bzw. V CCL 

und V SSL 

High Side Betriebsspannung („floating“) V Bx 

Absolute Spannungsgrenzwerte zwischen folgenden Anschlüssen: V B1 -U, V B2 -V, V B3 -W 

High Side Offsetspannung („floating”) V Sx 

Höchstwert einer transienten Spannungsspitze zwischen den Anschlüssen: V SX und V SS (V Sx = V CES ); 

Parameter: Impulsdauer t p < 500 ns 

Eingangssteuerspannung V in 

Die Eingangsspannungsgrenzen zwischen den Anschlüssen HIN1, LIN1, HIN2, LIN2, HIN3, LIN3, 

/ERRIN und V resultieren aus den Spezifikationen für High- und Low-Pegel der im Treiber zur 

SS 

Eingangssignalformung eingesetzten Logikbausteine. 

Ausgangsspannungsbereich des /ERROUT-Anschluss VoErr Eingangsspannungsbereich des ITRIP-Anschluss ViTrip Absolute Grenzwerte für die Betriebsspannung der Auswerteelektronik, an die /ERROUT und 

ITRIP angeschlossen werden (V - 0,3 V < V < V + 0,3 V) 

SS SS 

Ausgangsstrom des /ERROUT-Anschluss Imax(EO) Höchstzulässiger Dauerstrom, der dem /ERROUT-Anschluss (Open Drain Ausgang) bei durchgeschaltetem 

Ausgangs-MOSFET (LOW-Pegel) über einen Drainwiderstand gegen V entnommen 

SS 

werden darf 

Schaltfrequenz fmax Höchstzulässige Schaltfrequenz, begrenzt durch den höchstzulässigen Ausgangsstrom I der 

G(AV) 

Treiber-Spannungsversorgung bzw. die Treiberverlustleistung. 

3.6.2.2 Elektrische Kennwerte des MiniSKiiP IPM-Treibers 

Alle im Datenblatt angegebenen Kennwerte beziehen sich auf eine Kühlkörpertemperatur von 

25°C. 

Bild 3.6.18 Datenblattauszug elektrische Kennwerte des Treibers für MiniSKiiP IPM 

Treiber-Betriebsspannung VCC Nominelle Versorgungsspannung zwischen den Anschlüssen V und V bzw. V und V , bei 

CC SS CCL SSL 

der die Treiberkennwerte spezifiziert sind. 

Treiber-Stromaufnahme ICC Typische Stromaufnahmen von Treiberkern und BOT-Treibern; Parameter: V = 15 V, V = V = 0 V 

CC iH iL 

212

High Side Betriebsspannung („floating”) V Bx 

Typische Spannung zwischen den Anschlüssen: V B1 -U, V B2 -V, V B3 -W 

High Side Betriebsstrom („floating”) I Bx 

Betriebsstrom aus V Bx ;Parameter: V Bx = 15 V, V iH = V iL = 0 V 


Ein- und Ausschaltschwellenspannung V iT+ und V iT- an den Treibereingängen 

Typische Umschalt-Schwellenspannungen zwischen den Eingängen HIN1…3, LIN1…4, /ERRIN 

und V SS 

Ausgangsspannung des /ERROUT-Fehlerausgangs VoErr Typische Ausgangsspannung (zwischen /ERROUT und V ) des Fehlerspeichers unter Nennbe- 

SS 

dingungen; Durch die Fehlerfälle „Unterspannung“ oder „externer Fehler (/ERRIN = LOW)“ wird 

/ERROUT auf LOW-Pegel gesetzt. Ein Rücksetzen ist erst möglich, wenn auslösende Fehler nicht 

mehr vorhanden sind und sich danach Eingang /ERRIN für min. 9,5 μs auf HIGH-Level sowie die 

Eingänge HIN1… 3 und LIN1…3 für min. 9,5 μs auf LOW-Level befinden. 

Ansprechwert der Unterspannungsüberwachung VUV Unterschreitet die Treiber-Versorgungsspannung V den Grenzwert V , löst die interne Un- 

CC UV 

terspannungsüberwachung eine Fehlermeldung aus, sperrt alle IGBT und setzt den Ausgang 

/ERROUT auf LOW-Pegel. 

Rücksetzwert der Unterspannungsüberwachung VUVr Hat der Fehlerspeicher aufgrund Unterspannung angesprochen, ist das Rücksetzen erst möglich, 

wenn die Treiber-Versorgungsspannung V wieder über V angestiegen ist. 

CC UVr 

Verzögerungszeit des Ausschaltens bei einem Überstromfehler td,ITRIP Verzögerungszeit zwischen Erreichen des Abschaltstroms I und Ausschalten des TOP- bzw. 

TRIP 

BOT-IGBT; Parameter: V = 15 V, V = 3,3 V, V = 0 V, V = 1 V 

C iH iL ITRIP 

Mindesteingangsimpulsbreiten (Kurzimpulsunterdrückung) tSPS Mindestimpulsbreiten für Ein- und Ausschaltsignale - Impulse kleinerer Länge werden unterdrückt 

Totzeit t (interlock dead time) zwischen dem Einschalten der IGBT 

TD 

Der MiniSKiiP IPM erzeugt eine Totzeit von 450 ns. 

Liegt an beiden Steuereingängen HIN/LIN eines Kanals HIGH-Level an, werden TOP- und BOT- 

IGBT ausgeschaltet. Es erfolgt keine Fehlermeldung. 

213


214

- S: Kurzschluss; - R: zu spezifizierende ... - Semikron

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